Dynamic Feedforward Control for an Active Three Phase EMI Filter

Power electronic systems usually produce high amounts of electromagnetic interferences (EMI) due to PWM operation. To comply with international standards on electromagnetic compatibility (EMC), e. g. EN 61800-3 in industrial applications [1], the EMI shall not exceed given limits. To reach these limits often filters need to be integrated into the system. The common solution is to add passive EMI filters consisting of capacitors and inductors [2]. Passive filters are often bulky and heavy, therefore active cancellation techniques for power electronic systems were introduced [3]. Active EMI filter (AEF) consists of an analog (and rarely also digital) circuit to actively suppress the disturbances by injecting an anti-noise signal. As discussed in [4], well-known closed loop feedforward or feedback structures for AEF have their limitation specially because of the limited amplifiers open-loop gain, delays due to the finite signal propagation speed in the circuit and the measurement accuracy. For this reason, active EMI cancellation by injecting synthesized signals was introduced. This paper introduces a method for generating a synthesized signal for a three-phase grid converter

MATLAB/Octave function to evaluate time-domain signals according to the measurement bandwidth and average/peak detector of EMI test receivers

Electromagnetic emissions are often measured with EMI (electromagnetic emissions) test receivers or spectrum analyzers [1] that must be specifically set up regarding their measurement bandwidth, frequency step size and measurement time (e.g. [2] for automobiles). Additionally, the emissions must be evaluated by different measurement detectors (e.g. average or peak) that may all have individual limit lines like in [2]. EMI measurements can be done in frequency or in time domain [1]. Frequency-domain measurement devices sequentially apply the superheterodyne principle to the frequencies of interest [3]. Since the measurement time for each frequency may take up to several seconds, the total measurement time can become long and cumbersome [4]. To overcome this problem, the time-domain signal can be processed by using, e.g., fast Fourier transforms (FFTs) and further methods [4]. This principle can also be applied to evaluate time-domain simulation results according to EMC standards. There are numerous publications on this topic including, e.g., [4] and [5]. In this contribution, a MATLAB/Octave function is presented that evaluates time-domain signals according to EMC standards. This “virtual EMI test receiver” mimics actual EMI test receivers regarding their measurement bandwidth, frequency step and average/peak detection. Potential use cases include the EMC evaluation of oscilloscope measurements or simulation results. The developed function can be found in the MATLAB Central (https://mathworks.com/matlabcentral/) under the title “Virtual EMI test receiver” by Andreas Bendicks [6]. In the following section, the superheterodyne measurement principle is described that is mimicked by the virtual EMI test receiver. Afterward, the corresponding signal processing of the MATLAB/Octave function is explained. The precision of the MATLAB/Octave function is verified by comparing its results to the ones of an actual EMI test receiver. The work is closed by a conclusion and an outlook

Simulationsbasierte Analyse der Störfestigkeit von ausgedehnten CAN FD-Netzwerken gegen elektromagnetische Felder

Die große Anzahl von elektrischen Komponenten und Steuergeräten im Fahrzeug erfordert Kommunikationssysteme mit vielen Teilnehmern und hohen Datenraten. CAN FD [1,2] ermöglicht Übertragungsraten bis 8 MBit/s über ein ungeschirmtes verdrilltes Leitungspaar. Die räumliche Ausdehnung der Kommunikationsnetzwerke und die Zunahme leistungselektronischer Systeme im Fahrzeug bilden eine herausfordernde elektromagnetische Umgebung. Teile des Kommunikationsnetzes können sich nah an Störquellen befinden, was eine Einkopplung von Störgrößen ermöglicht. Für die Realisierung von neuen Fahrzeugfunktionen bis hin zu automatisiertem Fahren ist eine schnelle und zuverlässige Datenübertragung unerlässlich und damit auch die genaue Kenntnis über die Störfestigkeit der Kommunikationssysteme. In diesem Beitrag wird eine simulationsbasierte Analysemethode von ausgedehnten CAN FD-Netzwerken mit mehr als 3 Teilnehmern vorgestellt, die eine quantitative Bewertung der Störfestigkeit verschiedener Netzwerktopologien ermöglicht. Es wird ein modular aufgebautes Simulationssetup präsentiert, das für eine systematische Analyse von Parametern der Netzwerktopologie und der Störeinkopplung verwendet wird. Als Störquelle wird eine ebene Welle betrachtet, sodass die Analyse verschiedener Frequenzen der eingekoppelten Felder möglich ist. Die Verwendung von ungeschirmten verdrillten Leitungen führt vor allem zur Einkopplung von Common-Mode-Störungen (CM). Da in einem differentiell übertragenden Kommunikationssystem Differential-Mode-Störungen (DM) besonders kritisch sind, wird ebenfalls die durch Asymmetrien im Netzwerk hervorgerufene Modenkonversion und die damit entstehenden DM-Störungen untersucht. Das Paper ist wie folgt strukturiert: In Kapitel 2 werden die Simulationsmodelle für Kommunikationstransceiver, Leitungen und Störeinkopplung einer ebenen Welle vorgestellt. In Kapitel 3 werden auf Basis der Modelle verschiedene Netzwerktopologien aufgebaut und mit Frequenz- und Zeitbereichssimulationen untersucht. Der Fokus liegt dabei auf der Methodik der simulationsbasierten Analyse der Netzwerktopologien. Die CM- und DM-Spannungen an den verschiedenen Transceivern im Netzwerk können für die Bewertung der Störfestigkeit verwendet werden, sodass kritische Parameter der untersuchten Sterntopologien identifiziert werden können. Die Ergebnisse werden in Kapitel 4 zusammengefasst

Nahfeldbasierte Charakterisierung eines schnellen Bus-Systems zur Bestimmung des Störpotentials und der Auslegung von Filtermaßnahmen

Die Auswertung von Nahfelddaten ist ein vielversprechender Ansatz, um die EMV-Eigenschaften von elektrischen Komponenten und Systemen kontaktlos zu analysieren. Kritische Feldemissio-nen und die verursachenden Quellen können in einer beliebigen Messumgebung bestimmt wer-den. Zur Untersuchung von Leiterplatten sind insbesondere Stromrekonstruktionsverfahren wie [1] oder [2] von Interesse, da diese die tatsächliche Stromverteilung in einer untersuchten Struktur bestimmen und so die Ströme in den einzelnen Leiterbahnen identifizieren. In diesem Beitrag geht es um Stromrekonstruktionsverfahren, welche die Kenntnis über die Geo-metrieinformationen zu den Leiterbahnen einer untersuchten Leiterplatte voraussetzen. Diese Verfahren erlauben es in vielen Fällen für kritische Leiterbahnen die Terminierungsimpedanzen zu bestimmen. Anhand dieser Daten ist eine gezielte Auslegung von Entstörmaßnahmen möglich [3]. In [2] und [3] wurden einfache Beispielanordnungen für die Anwendung von Stromrekonstruk-tionsverfahren gewählt, um die grundsätzlichen Potentiale zu analysieren. Hier wurde ein Leiter gezielt angeregt und die Phase der Nahfelddaten war bekannt. Ein großer Abstand zwischen den Leitern vereinfachte die Bestimmung der Stromverteilungen. In Abgrenzung zu vorangegangenen Untersuchungen wird in dieser Arbeit eine realitätsnähere Leiterplattenstruktur untersucht und ihre Stromverteilung mit dem Verfahren aus [2] bestimmt. Hierzu wird im Vorfeld die Fragestellung diskutiert, welche Bedingungen eine Feldmessung erfül-len muss, um die notwendigen Daten zu bestimmen, mit denen eine genaue Rekonstruktion mög-lich ist. Gleichzeitig wird auch untersucht, welche Grenzen das in [2] vorgestellte Verfahren hat, bzw. für welche Strukturen eine befriedigende Rekonstruktion nicht mehr erwartet werden kann. Einen entscheidenden Einfluss hat die Wahl der Messsonde sowie die Positionierung. In [1] wird der Einfluss von Positionierungsfehler auf die rekonstruierten Ströme untersucht, wobei ideale Feldmessungen angenommen werden. Tatsächlich basiert jedoch der Messeffekt von Nahfeld-sonden i.d.R. auf der Integration von Feldstärken in einem aktiven Bereich (bspw. der Induktion in eine Schleifenfläche bei einer magnetischen Nahfeldsonde). Daher liefert die gemessene Span-nung an der Sonde lediglich eine integrale Aussage über das Feld im Sondenbereich. Dies führt zu einem systematischen Messfehler (vgl. [4]). Um solche Fehler zu reduzieren, sollten möglichst kleine Sonden verwendet oder spezielle Messtechniken angewendet werden, wie bspw. die Aus-wertung von Differenzen von leicht versetzten Feldmessungen [5]. Die Beschreibung der Feldver-teilung über eine räumliche Faltung der Messwerte mit der Aufnahmecharakteristik der Feldsonde [6] ist ein weiteres Verfahren zur Fehlerminimierung. Die genannten Verfahren sind jedoch unge-eignet für schwache Feldquellen oder erfordern die Erfassung der Messdaten in einem äquidistan-ten Gitter, was zu sehr langen Messzeiten führen kann. Die in [2] vorgestellte Rekonstruktionsme-thode kann mit wenigen Messdaten im Leiterbahnenbereich gute Ergebnisse erzielen. Dazu wer-den die Sondenspannungen mithilfe von skalaren Übertragungsfaktoren in Feldwerte übertragen. Um zu klären, welcher Einfluss die Wahl einer Feldsonde auf die Rekonstruktionsqualität hat, werden in diesem Beitrag Simulationen vorgestellt und diskutiert. Das Nahfeld einer SPI-Kommu-nikation von zwei Mikrocontrollern auf einer Leiterplatte wird gemessen und die Stromverteilung wird rekonstruiert. Aufgrund einer praxisnahen Signalerzeugung, einer phasenlosen Nahfeldmes-sung und einem kleinen Leiterabstand stellen diese Untersuchungen einen wichtigen Schritt hin zu realitätsnahen Konfigurationen dar und grenzen sich so gegenüber den vorherigen Betrach-tungen ab. Anhand der bestimmten Rekonstruktionsergebnisse wird exemplarisch gezeigt, wie eine Maßnahme zur Unterdrückung von Störemissionen gezielt ausgelegt werden kann. In dieser Arbeit wird zur Bestimmung der Stromverteilung die in [2] vorgestellte Rekonstruktionsmethode verwendet. Bei dieser Methode wird zwischen den Felddaten und der gesuchten Stromverteilung ein inverses Problem formuliert und gelöst. Für die Formulierung wird ein Feldmodell anhand der Leitergeometrie aufgebaut und bei der Lösung werden physikalische Bedingungen wie z.B. die Leitungstheorie berücksichtigt. Die Untersuchungen zu den Bedingungen, unter denen dieses Rekonstruktionsverfahren genaue Ergebnisse liefert, werden im zweiten Kapitel vorgestellt. Danach folgen im dritten Kapitel die Messung, Analyse und Diskussion des SPI-Kommunikation- Demonstrators. Die Arbeit endet mit einer Zusammenfassung und einem Ausblick

Nichtlineare EMV-Optimierung von periodischen Gate-Ansteuerungssignalen im Frequenzbereich mit dem Newton-Verfahren

Leistungselektronische Systeme stellen mögliche Quellen elektromagnetischer Störungen dar. Schnellschaltende Transistoren werden zunehmend in modernen leistungselektronischen Systemen verwendet, die die Ursache der Störungen sind. Durch den Einsatz von Wide-Bandgap- Transistoren sind immer schnellere periodische Schaltvorgänge möglich, wodurch die Verlustleistung reduziert werden kann. Aus Sicht der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) hat dies den Nachteil, dass breitbandigere Störspektren durch steilere Schaltflanken entstehen. Eine häufig verwendete Methode zur Dämpfung der Störungen sind passive Filter. Passive Filterschaltungen sind insbesondere bei hohen Transferleistungen jedoch häufig groß, schwer und teuer. Der Aufwand kann beispielsweise durch aktive Entstörmaßnahmen reduziert werden, welche auf Halbleiterschaltungen beruhen. Eine Möglichkeit der Realisierung einer aktiven Entstörung stellen aktive Filter dar, bei welchen die Störungen durch geeignete Gegenstörsignale im Sinne einer destruktiven Interferenz ausgelöscht werden. In [1] und [2] werden diese Gegenstörsignale mithilfe von adaptiven Kerbfiltern auf FPGA-Systemen (field programmable gate array) erzeugt. Alternativ hierzu besteht die Möglichkeit, die Entstehung der Störungen direkt an der Quelle zu beeinflussen. Die Transistoren können als Quellen der Störungen gesehen werden. Es ist gängige Praxis, durch gezielte Ansteuerung des Gates der Transistoren die Störemission zu reduzieren. Oft werden hierfür zusätzliche Gate-Widerstände verwendet. Dies führt zu einer Abflachung der Flankensteilheit des Ansteuerungssignals und damit zu einem verlangsamten Schaltvorgang mit geringerem Überschwingen. Dies hat jedoch den Nachteil, dass die Schaltverluste erhöht werden und die Effizienz des Schaltvorgangs reduziert wird. Um diesen Zielkonflikt zu minimieren, d.h. die Störungen zu reduzieren und gleichzeitig die Verlustleistung des Schaltvorgangs nur geringfügig zu erhöhen, wird in diesem Beitrag eine Methode zur aktiven Gate-Ansteuerung angewendet. Typischerweise werden bei der aktiven Gate-Ansteuerung zusätzliche variable Gate-Widerstände, variable Gate-Kapazitäten, eine Ansteuerung mit einem variablen Strom oder einer variablen Spannung verwendet ([3]). Zur Bestimmung der Ansteuerungssignale für diese variablen Komponenten sind verschiedene Ansätze bekannt. Unterschieden werden kann hier beispielsweise zwischen einer empirischen Bestimmung des Ansteuerungssignals ([4]) oder einer Regelung des Ansteuerungssignals mithilfe analoger Schaltungstechnik ([5]). Auch werden Partikel-Schwarm-Algorithmen ([6]), Simulated Annealing ([7]) oder heuristische Suchverfahren wie in [8] und [9] verwendet. Für die erwähnten Optimierungsverfahren ist die Konvergenz nicht sichergestellt und die Konvergenzgeschwindigkeit im Allgemeinen gering. In dieser Arbeit wird ein schneller und hochauflösender Signalgenerator verwendet, um das Gate des Transistors anzusteuern. Es wird von einem periodischen Betrieb des Transistors ausgegangen und die Berechnung des Ansteuerungssignals erfolgt im Frequenzbereich. Daher wird in Anlehnung an das Schaltungssimulationsverfahren „Harmonic Balance – Harmonic Newton“ ([10]) ein Verfahren verwendet, bei dem auf Basis eines Newton-Verfahrens das Gate-Ansteuerungssignal optimiert wird. Hierbei werden die Funktionswerte gemessen und die Ableitung wird numerisch berechnet. Hierdurch kann eine höhere Konvergenzgeschwindigkeit erreicht werden. Bei ungeeigneten Startwerten ist jedoch auch bei dem Newton-Verfahren keine Konvergenz garantiert. Daher wird in dieser Arbeit vor der Anwendung des Newton-Verfahrens ein Residuen-Verfahren ([10]) genutzt, durch das geeignete Startwerte bestimmt werden. Diese Arbeit ist wie folgt strukturiert. Das detaillierte Vorgehen zur Bestimmung eines Zielsignals wird in Kapitel 2 beschrieben. In diesem Kapitel wird darüber hinaus die Methode zur Optimierung des Gate-Ansteuerungssignals auf Basis des Newton-Verfahrens beschrieben. Weiter wird im Kapitel 3 der verwendete Testaufbau eines DC-DC-Aufwärtswandlers erläutert und die Anwendung der allgemeinen Theorie der präsentierten Methode auf das Testsystem beschrieben. Darüber hinaus werden Messergebnisse diskutiert. Abgeschlossen wird diese Arbeit mit einer Zusammenfassung und einem Ausblick

Global distribution of the HIMU end member: Formation through Archean plume-lid tectonics

Oceanic basalts reflect the heterogeneities in the earth's mantle, which can be explained by five mantle end members. The HIMU end member, characterized by high time-integrated μ (238U/204Pb), is defined by the composition of lavas from the ocean islands of St. Helena, South Atlantic Ocean and Mangaia and Tubuai (Cook-Austral Islands), South Pacific Ocean. It is widely considered to be derived from a mantle reservoir that is rarely sampled and not generally involved in mixing with the other mantle components. On the other hand, the FOZO end member, located at the FOcal ZOne of oceanic volcanic rock arrays on isotope diagrams, is considered to be a widespread common component with slightly less radiogenic 206Pb/204Pb and intermediate Sr-Nd-Hf isotopic compositions. Here we present new major and trace element, Sr-Nd-Pb-Hf isotope and geochronological data from the Walvis Ridge and Richardson Seamount in the South Atlantic Ocean and the Manihiki Plateau and Eastern Chatham Rise in the southwest Pacific Ocean. Our new data, combined with literature data, document a more widespread (nearly global) distribution of the HIMU end member than previously postulated. Our survey shows that HIMU is generally associated with low-volume alkaline, carbonatitic and/or kimberlitic intraplate volcanism, consistent with derivation from low degrees of melting of CO2-rich sources. The majority of end member HIMU locations can be directly related to hotspot settings. The restricted trace element and isotopic composition (St. Helena type HIMU), but near-global distribution, point to a deep-seated, widespread reservoir, which most likely formed in the Archean. In this context we re-evaluate the origin of a widespread HIMU reservoir in an Archean geodynamic setting. We point out that the classic ocean crust recycling model cannot be applied in a plume-lid dominated tectonic setting, and instead propose that delamination of carbonatite- metasomatized subcontinental lithospheric mantle could be a suitable HIMU source

Vergleich zwischen parallelen und pseudo-kaskadierten adaptiven Kerbfilterarchitekturen zur breitbandigen aktiven Unterdrückung elektromagnetischer Störungen

In modernen leistungselektronischen Systemen zur effizienten Energiewandlung und -verteilung werden zunehmend hochfrequent schaltende Leistungshalbleiter eingesetzt. Zur Reduktion von Schaltverlusten werden die Anstiegs- und Abfallzeiten der Schaltflanken minimiert. Aufgrund dieser kurzen Schaltzeiten in Kombination mit höheren Schaltfrequenzen entstehen auch höhere elektromagnetische Emissionen, sowohl leitungsgebunden als auch gestrahlt, die andere elektronische Systeme unerwünscht in ihrer Funktion beeinträchtigen können. Um derartige Störemissionen zu reduzieren, werden zumeist passive Filterschaltungen eingesetzt. Diese sind jedoch aufgrund ihres hohen Gewichts und Bauraumbedarfs zunehmend schwerer zu integrieren. Aktive Gegenstörkonzepte (siehe z.B. [1, 2, 3]), welche auf dem Einsatz von elektronischen Schaltungen zur Störauslöschung beruhen, können helfen, den passiven Filteraufwand zu reduzieren und damit kleinere und leichtere Gesamtsysteme ermöglichen. Adaptive Kerbfilter, also schmalbandige Bandsperrfilter, implementiert in einem Field Programmable Gate Array (FPGA) in Verbindung mit A/D- und D/A-Wandlern, haben sich als vielversprechend zur aktiven Unterdrückung einzelner unerwünschter Harmonischer erwiesen (z.B. [4, 5, 6, 7]). Durch die Auslegung eines adaptiven Kerbfilters für eine unerwünschte Harmonische, also durch die Synthese, Adaption und Injektion einer entsprechenden Gegenstörung durch das Kerbfilter, konnten beispielsweise in [4] Störreduktionen einzelner Harmonischer von über 60 dB erzielt werden. Durch eine hohe Adaptionsgeschwindigkeit ergibt sich eine gewisse Bandbreite, wodurch Frequenzvariationen kompensiert und nicht mehr nur einzelne Schaltharmonische unterdrückt werden können, sondern – in einem gewissen Maße – auch z.B. Seitenbandharmonische. Zum Beispiel befinden sich bei Sinus-pulsweitenmodulierten (SPWM) Ansteuerungssignalen in direkter Nähe der Schaltharmonischen weitere Seitenbandharmonische (siehe z.B. [8]). Dadurch eignen sich adaptive Kerbfilterimplementierungen auch zur Reduktion typischer elektromagnetischer Emissionen schnellschaltender Wechselrichtersysteme [5, 6]. Der zu unterdrückende Frequenzbereich kann durch die Wahl der Regelparameter in bestimmten Grenzen beeinflusst werden. Eine breitbandige Filterung erfordert aber mehrere unabhängige adaptive Kerbfilter, die für verschiedene Frequenzen ausgelegt sind. Bei mehreren adaptiven Kerbfiltern gibt es unterschiedliche Möglichkeiten, diese miteinander zu verschalten. Die Art der Anordnung entscheidet über die Störunterdrückungscharakteristik: Neben der naheliegenden, parallelen Anordnung mehrerer adaptiver Kerbfilter zur breitbandigen Unterdrückung unerwünschter Frequenzen wird in diesem Beitrag auch ein weiterer, aus der Akustik bekannter Ansatz zur (pseudo-) kaskadierten Anordnung [9, 10, 11] mehrerer Filter vorgestellt und diskutiert. Dieser Ansatz verspricht eine relativ breitbandige Störunterdrückungscharakteristik, die im Falle von SPWM-Störspektren notwendig ist und die Reduktion von Schaltharmonischen samt benachbarten Seitenbandharmonischen verspricht

A CellAgeClock for expedited discovery of anti-ageing compounds

We aim to improve anti-ageing drug discovery, currently achieved through laborious and lengthy longevity analysis. Recent studies demonstrated that the most accurate molecular method to measure human age is based on CpG methylation profiles, as exemplified by several epigenetics clocks that can accurately predict an individual’s age. Here, we developed CellAgeClock, a new epigenetic clock that measures subtle ageing changes in primary human cells in vitro . As such, it provides a unique tool to measure effects of relatively short pharmacological treatments on ageing. We validated the CellAgeClock against known longevity drugs such as rapamycin and trametinib. Moreover, we uncovered novel anti-ageing drugs, torin2 and Dactolisib (BEZ-235), demonstrating the value of our approach as a screening and discovery platform for anti-ageing strategies. The CellAgeClock outperforms other epigenetic clocks in measuring subtle ageing changes in primary human cells in culture. The tested drug treatments reduced senescence and other ageing markers, further consolidating our approach as a screening platform. Finally, we show that the novel anti-ageing drugs we uncovered in vitro , indeed increased longevity in vivo . Our method expands the scope of CpG methylation profiling from measuring human chronological and biological age from human samples in years, to accurately and rapidly detecting anti-ageing potential of drugs using human cells in vitro , providing a novel accelerated discovery platform to test sought after geroprotectors

Störfestigkeitsanalyse von 100BASE-T1 und 1000BASE-T1 Automotive Ethernet-Kommunikationssystemen mittels Direct Power Injection

Die Notwendigkeit von schneller und zuverlässiger Datenübertragung im Fahrzeug hat zur Entwicklung von Automotive Ethernet-Kommunikationstechnologien geführt, die Übertragungsraten von 100 MBit/s (100BASE-T1) [1] und 1 GBit/s (1000BASE-T1) [2] über ein einzelnes, verdrilltes Leitungspaar (engl. Twisted Wire Pair, TWP) ermöglichen. Diese beiden Kommunikationsstandards werden als Punkt-zu-Punkt-Verbindung realisiert und die Daten werden im Vollduplexverfahren übertragen. Beide Standards verwenden eine dreistufige Pulsamplitudenmodulation (PAM 3) und dieselbe Struktur des Terminierungsnetzwerks [3]. Die hohen Übertragungsraten und kurzen Symboldauern können jedoch zu geringerer Immunität gegenüber elektromagnetischen Störeinkopplungen führen. Die Zuverlässigkeit der Übertragung ist im Hinblick auf sicherheitskritische Anwendungen in Elektrofahrzeugen mit vielen leistungselektronischen Systemen ein zentrales Kriterium für die Einsetzbarkeit der Kommunikationssysteme. Die Einkopplung von Common-Mode-Störungen (CM) durch elektromagnetische Felder kann bei der Verwendung von ungeschirmten Kommunikationsleitungen nicht vermieden werden. Aus diesem Grund ist eine genaue Kenntnis über die Störfestigkeit von Kommunikationstransceivern gegenüber diesen Störgrößen von großer Bedeutung. In z.B. [4] und [5] wurde die Störfestigkeit von 100BASE-T1 mit der Bulk-Current-Injection-Methode (BCI) untersucht und der Einfluss der Störungen auf die Kommunikationssignale dargestellt. Das Ziel dieses Beitrags ist es, die Störfestigkeit von 100BASE-T1- und 1000BASE-T1-Kommunikationssystemen gegenüber sinusförmigen CM-Störungen zunächst mit Messungen zu quantifizieren, anschließend mittels Simulationen systematisch zu analysieren und damit die Vergleichbarkeit der elektromagnetischen Störfestigkeit der Systeme zu ermöglichen. In Kapitel 2 wird der verwendete Messaufbau zur Untersuchung der Störfestigkeit gegenüber Common-Mode-Störungen basierend auf der Methode der Direct Power Injection (DPI) und den entsprechenden Vorgaben der OPEN Alliance [6,7] erläutert und die Ergebnisse dargestellt. In Kapitel 3 wird ein Modellierungsansatz eingeführt, mit dem die Terminierungsnetzwerke der Kommunikationssysteme und die DPI-Störeinkopplung simuliert werden können. Die Simulation wird in Kapitel 4 für eine weiterführende systematische Untersuchung der Störfestigkeit verwendet. Es werden sowohl das methodische Vorgehen, als auch die kritischen Störpegel für die verschiedenen Kommunikationssysteme dargestellt und diskutiert. Eine Zusammenfassung der Ergebnisse erfolgt in Kapitel 5