Dynamic Feedforward Control for an Active Three Phase EMI Filter

Power electronic systems usually produce high amounts of electromagnetic interferences (EMI) due to PWM operation. To comply with international standards on electromagnetic compatibility (EMC), e. g. EN 61800-3 in industrial applications [1], the EMI shall not exceed given limits. To reach these limits often filters need to be integrated into the system. The common solution is to add passive EMI filters consisting of capacitors and inductors [2]. Passive filters are often bulky and heavy, therefore active cancellation techniques for power electronic systems were introduced [3]. Active EMI filter (AEF) consists of an analog (and rarely also digital) circuit to actively suppress the disturbances by injecting an anti-noise signal. As discussed in [4], well-known closed loop feedforward or feedback structures for AEF have their limitation specially because of the limited amplifiers open-loop gain, delays due to the finite signal propagation speed in the circuit and the measurement accuracy. For this reason, active EMI cancellation by injecting synthesized signals was introduced. This paper introduces a method for generating a synthesized signal for a three-phase grid converter

Modellierung und messtechnische Parametrierung im Zeit und Frequenzbereich von Überspannungsschutzelementen

Transiente Überspannungen wie Elektrostatische Entladungen (ESD) stellen eine ernstzunehmende Bedrohung für Automobil-, Industrieund Verbraucherelektronik dar. Eine Entladung von Mensch oder Werkzeug kann ICs stören oder zerstören [1]. Verschiedene Strategien und Designrichtlinien zur Vermeidung von ESD Fehlern sind bekannt. Eine zuverlässige Maßnahme an IC-Pins mit hohen Datenraten ist die Bestückung des Systems mit spannungsselektiven Schutzelementen. Typische Vertreter dieser Schutzstrategie sind „Multi-Layer“-Varistoren (MLV) und „Transient Voltage Suppressor“Dioden (TVS). Üblicherweise erfolgt die Beurteilung der Leistungsfähigkeit anhand der quasistatischen I-U-Kennlinie, wie es der Ansatz in [1] (System Efficient ESD Design: SEED) vorschlägt. Der Übergang vom sperrenden in den leitenden Zustand ist jedoch von dynamischen Prozessen begleitet. Ausgeprägte Einschalteffekte in Form von Spannungsüberhöhungen können in den ersten Nanosekunden beobachtet werden. Abbildung 1 stellt die Sprungantwort von TVS und MLV dar. Eine simulationsgestützte Dimensionierung von ESD-Schutzkonzepten erfordert Modelle, die diese Einschalteffekte berücksichtigen. Im Bereich von Leistungsdioden ist der Effekt unter dem Namen "Forward Recovery" bekannt und entsprechende Modellierungsansätze wurden in [3] präsentiert. Eine Übertragung des Ansatzes auf TVS-Dioden wurde in [4] vorgestellt. Die Modellparametrierung erfolgte durch Zeitbereichsmessungen mit einem Transmission Line Pulser (TLP). Für die nichtlineare I/U-Kennlinie ist bei MLV die ZnO-Keramik verantwortlich. Aufgrund von Herstellungsprozessen besteht die Keramik aus einzelnen ca. 1-100 μm großen Körnern. Das Korninnere weist eine hohe Leitfähigkeit auf, während der Kornrand isolierend ist. Zwei aneinandergrenzende Körner formen eine Korngrenze, auch als Mikrovaristor bezeichnet. Die MLV-Keramik ist somit eine Reihenund Parallelschaltung einzelner Mikrovaristoren. Die nichtlineare I-U-Kennlinie ist ein Korngrenzenphänomen. Im Bändermodell wirkt sich eine Korngrenze wie eine Potentialbarriere aus. Ab einer Durchbruchsspannung (2,5 V bis 3,5 V für ZnO) wird die Potentialbarriere von Elektronen überwunden und ein rapider Stromanstieg ist zu beobachten. Die Höhe der Potentialbarriere ist zusätzlich zum Herstellungsprozess von der Bewegung der Minoritätsladungsträger (Löcher) abhängig. Diese Eigenschaft bewirkt eine dynamische Abnahme der Potentialbarriere in den ersten Nanosekunden und äußert sich in einer Spannungsüberhöhung bei Belastung mit Rechteckpulsen [11]. In [5] und [6] wurden das dynamische Verhalten von ZnO-Überspannungsableiter in Zeitbereich analysiert und Modellierungsmöglichkeiten vorgeschlagen. Eine detaillierte Untersuchung des Durchbruchs im Frequenzbereich wurde in [7] vorgestellt. Diese Arbeit beschreibt eine Charakterisierungsmethode unter Kombination von Zeitund Frequenzmessmethoden. Im Zeitbereich wird die quasi-statische I-U-Kennlinie des Bauelements bestimmt und mit entsprechenden Gleichungen approximiert. Messungen im Frequenzbereich bei verschiedenen DC-Vorspannungen geben detaillierte Auskunft über die frequenzabhängige Impedanz bis zum Durchbruchsbereich. Ein Verhaltensmodell wird abgeleitet und dessen nichtlineare Parameter werden identifiziert. Das Verhalten der nichtlinearen Parameter im Hochstrombereich wird mit der I-U-Kennlinie extrapoliert. Das Verfahren und dessen Vorteile werden an einem MLV demonstriert. Das parametrierte Modell wird zur Simulation von ESD Ereignissen auf Systemebene verwendet. Die Verbesserung gegenüber einem einfachen Modell wird gezeigt und diskutiert

Beschleunigte Berechnung von elektrischen Netzwerken zur Lösung von EMV-Optimierungsproblemen

In diesem Beitrag wurde eine Matrixzerlegung vorgestellt, mit deren Hilfe es möglich ist, eine Reduktion der Laufzeit für eine Netzwerksimulation bei sich wiederholenden Berechnungen mit nur gering veränderten Admittanzmatrizen zu erreichen. Wenn nur ein kleiner Teil einer Schaltung, beispielsweise bei einer Optimierungsuntersuchung, verändert werden muss, ist eine geringere Laufzeit als bei einer kompletten LU-Zerlegung möglich. Dies wurde sowohl theoretisch als auch mit Beispielen gezeigt. Die Matrixzerlegung kann auf beliebig komplexe Netzwerke angewendet werden. Auch nichtlineare Bauteile lassen sich in diese Netzwerke integrieren und können somit schneller analysiert werden. Die verringerte Simulationszeit hängt stark von der Implementierung und der verwendeten Softwaresprache ab. Gerade im Bereich der elektromagnetischen Verträglichkeit, wo meist nur kleine Teile einer Schaltung, z.B. eine Filterstruktur, variiert werden, besitzt dieses Verfahren gegenüber der herkömmlichen Berechnung der Inversen ein großes Potential. Optimierungen können somit in kürzerer Zeit durchgeführt werden

Performance of germinating tree seedlings below and above treeline in the Swiss Alps

The germination and early survival of tree seedlings is a critical process for the understanding of treeline dynamics with ongoing climate change. Here we analyzed the performance of 0-4year-old seedlings of seven tree species at three sites above and below the current altitudinal treeline in the Swiss Central Alps near Davos. Starting from sown seeds, we monitored the seedling performance as proportions of living seedlings, seedling shoot height growth, and biomass allocation over 4years to examine changes along an elevational gradient. We evaluated the relative importance of the environmental factors soil temperature, light conditions, water use efficiency, and nitrogen availability on seedling performance. During the 4years, the proportions of living seedlings differed only slightly along the elevational gradient even in species currently occurring at lower elevations. Microsite-specific soil temperature and light availability had only little effect on the proportion of living seedlings and seedling biomass across the elevational gradient. Conversely, seedling biomass and biomass allocation correlated well with the foliar stable nitrogen isotope abundance (δ 15N) that was used as an indicator for nitrogen availability. Collectively, our results suggested that the early establishment of seedlings of a variety of tree species in the treeline ecotone was not limited by current climatic conditions even beyond the species' actual upper distribution limit. Nitrogen dynamics appeared to be an important environmental co-driver for biomass production and allocation in very young tree seedling

MATLAB/Octave function to evaluate time-domain signals according to the measurement bandwidth and average/peak detector of EMI test receivers

Electromagnetic emissions are often measured with EMI (electromagnetic emissions) test receivers or spectrum analyzers [1] that must be specifically set up regarding their measurement bandwidth, frequency step size and measurement time (e.g. [2] for automobiles). Additionally, the emissions must be evaluated by different measurement detectors (e.g. average or peak) that may all have individual limit lines like in [2]. EMI measurements can be done in frequency or in time domain [1]. Frequency-domain measurement devices sequentially apply the superheterodyne principle to the frequencies of interest [3]. Since the measurement time for each frequency may take up to several seconds, the total measurement time can become long and cumbersome [4]. To overcome this problem, the time-domain signal can be processed by using, e.g., fast Fourier transforms (FFTs) and further methods [4]. This principle can also be applied to evaluate time-domain simulation results according to EMC standards. There are numerous publications on this topic including, e.g., [4] and [5]. In this contribution, a MATLAB/Octave function is presented that evaluates time-domain signals according to EMC standards. This “virtual EMI test receiver” mimics actual EMI test receivers regarding their measurement bandwidth, frequency step and average/peak detection. Potential use cases include the EMC evaluation of oscilloscope measurements or simulation results. The developed function can be found in the MATLAB Central (https://mathworks.com/matlabcentral/) under the title “Virtual EMI test receiver” by Andreas Bendicks [6]. In the following section, the superheterodyne measurement principle is described that is mimicked by the virtual EMI test receiver. Afterward, the corresponding signal processing of the MATLAB/Octave function is explained. The precision of the MATLAB/Octave function is verified by comparing its results to the ones of an actual EMI test receiver. The work is closed by a conclusion and an outlook

Identifizierung von dominanten Strompfaden auf Platinen aus Nahfeld-Scan-Daten mittels Störunterdrückung und Layout-Daten

Nahfeldmessverfahren haben einige Vorteile gegenüber Antennenmessungen (z.B. ALSE Antennenmessung nach CISPR-25 [1]). Einzelne Feldstärkewerte, welche mit einer Antenne in größerem Abstand aufgenommen wurden, können bei der Ursachenanalyse kaum helfen. Der hohe Platzbedarf und die hohen Kosten der Antennenmessumgebung müssen dabei auch beachtet werden. Ist das elektromagnetische Feld in einer Ebene oberhalb einer Quelle bekannt, können auch alle Felder oberhalb dieser Ebene berechnet werden [3]. Da die Größe der Messebene, die Genauigkeit der Messungen und die Genauigkeit der Nahfeld-Fernfeld-Transformation praktischen Einschränkungen unterliegen, kann eine vorherige Bestimmung der Feldquellen für die Fernfeldberechnung attraktiv sein. Damit können auch direkt Konzepte zur Störungsunterdrückung entwickelt werden. Die Bestimmung der Feldquellen ist ein inverses Problem, bei dem aus einer elektromagnetischen Feldverteilung auf eine verursachende Stromverteilung geschlossen werden muss. Amplitude und Phase der Stromverteilung müssen bestimmt werden, wobei die Phasenbestimmung eine besondere Herausforderung darstellt. Im Folgenden wird davon ausgegangen, dass eine Platine (PCB) die Störquelle bildet. Auf Nahfeld-Scan-Daten basierende Abstrahlmodelle können in zwei Hauptgruppen unterteilt werden. Die erste Gruppe bilden die auf Feldamplituden basierenden Modelle. Hier muss mit zusätzlichen Annahmen die Phase rekonstruiert werden. Da mit steigender Frequenz die Bestimmung der Phase maßgeblich fehlerbehaftet ist, versuchen entsprechende Methoden die zugehörige Phaseninformation mathematisch wiederherzustellen [4] oder die äquivalenten Ströme unter Vernachlässigung der Phase zu identifizieren [5][6][7]. Diese Verfahren verwenden zumeist Optimierungsalgorithmen, welche die Position, Orientierung, Amplitude und Phase der approximierenden Ströme modifizieren, bis die Nahfeld-Verteilung des Modells und des DUTs übereinstimmen. Obwohl diese Methoden oft gute Ergebnisse erzielen, unterliegen sie der Gefahr der Konvergenz in Richtung lokaler Minima. Des Weiteren sind sie oft mit langen Rechenzeiten verbunden. An dieser Stelle können bekannte physikalische Eigenschaften der abstrahlenden Ströme in das Verfahren der Modellerstellung integriert werden, um die Modellgenauigkeit zu erhöhen. Damit können die Zahl der freien Modellparameter und die Stabilität des Modells gegenüber Rauschen verbessert und die Genauigkeit der resultierenden Felder außerhalb des Messbereichs erhöht werden. In [7] wird angenommen, dass die Leiterbahngeometrie bekannt ist (Layout-Daten) und die örtliche Verteilung der Strompfade begrenzt werden kann. Weiterhin können die Stromphasen miteinander korreliert werden. Diese Verbesserungen führen zu einer reduzierten Berechnungszeit und erhöhter Modellgenauigkeit. Der zweite Typ ist das auf komplexen Felddaten basierende Modell [8][9]. Hier werden die Quellen aus Amplitudenund Phaseninformation des gemessenen Nahfelds und durch das Lösen eines linearen Gleichungssystems bestimmt. Dieses System kann sehr anfällig für Störungen und die Lösung damit fehlerbehaftet sein. Regularisierungsmethoden zur Störunterdrückung können in solchen Fällen angewendet werden [8][10]. Außerdem kann eine Vorkonditionierung, mittels a-priori Wissen (Layout-Daten) des Gleichungssystems durchgeführt werden, um eine optimierte Datengrundlage zur Stromidentifizierung zu erhalten. In diesem Beitrag wird eine Methode zur Stromidentifikation auf PCBs, basierend auf der Kenntnis der Layout-Daten und unter Verwendung von Regularisierungsverfahren, vorgestellt. Dieses Verfahren führt zu einem äquivalenten Abstrahlmodell mit verbesserter Genauigkeit und erhöhter Stabilität. Zuerst wird eine Analyse eines Nahfeld-Datensatzes durchgeführt und anhand dessen die Notwendigkeit der Störunterdrückung aufgezeigt. Die Verbesserungen werden mittels Simulationsdaten und einer Rauschanalyse aufgezeigt und die Methode später auf reale Messdaten angewendet

Alternative Messmethode zur Bestimmung der Transferimpedanz (ZT) von HV-Kabeln und HV-Kabel-Stecker- Systemen für Elektro- und Hybridfahrzeuge

Durch die Verwendung von geschirmten Leitungen in Elektround HybridElektrofahrzeugen (EVs und HEVs) ist es wichtig geworden, die Abschirmeigenschaften der HV-Kabel und HV-Kabel-Stecker-Systeme genau beurteilen zu können. Zur Verbesserung der Abschirmeigenschaften dieser Systeme, ist ein sehr gutes Verständnis der Schirmmechanismen notwendig. Die Transferimpedanz (ZT) ist eine wichtige Eigenschaft der Schirmung und wird oft als die zentrale Messgröße für die Beurteilung der Abschirmungsqualität betrachtet. Zur Messung der Transferimpedanz existieren mehrere standardisierte Methoden [1], wie zum Beispiel das Triaxialverfahren [2, 3] oder das Paralleldrahtverfahren (Line Injection Method (LIM) [4]). Diese besitzen jedoch einige Schwächen. Bei der Analyse von voluminösen HV-Stecker-Systemen benötigt das Triaxialverfahren eine sehr große Messzelle. Ein guter TEM-Wellenleiter ist dann nur noch schwer zu realisieren. Bei dem Paralleldrahtverfahren, welches mit einfachen Mitteln umzusetzen ist, existieren andere Einschränkungen. Das Hauptproblem ist die exakte Positionierung des Speisedrahts, welche bei nicht-symmetrischen Kabeln und nicht koaxial geformten Stecker-Systemen nicht eindeutig festgelegt werden kann. Dies kann zu erheblichen Abweichungen zwischen verschiedenen Messungen mit unterschiedlichen Positionen der Speiseleitung führen. In diesem Beitrag wird eine alternative Methode zur Messung der Transferimpedanz vorgestellt, die „Ground Plate Method“ (GPM). Diese Methode benötigt keine speziellen und schwer aufzubauenden Testeinrichtungen und liefert sowohl für HV-Kabel als auch für HV-Kabel-Stecker-Systeme bis zu einigen hundert MHz reproduzierbare Messergebnisse