A previous radiating element in transmission configuration proposed by the authors is alternatively implemented using enclosed microstrip configuration. The new implementation overcomes fabrication issues and improves its compatibility with microstrip technology. Simulation and measurement of the
element show a broad impedance bandwidth and a unilateral radiation pattern. To illustrate the applicability of the element, a preliminary analysis of a leaky-wave series-fed array with 7 radiating elements is carried out. Simulation results of the array show a 48% fractional bandwidth and a single, frequencysteerable beam. The beam is able to steer  45 degreesEste trabajo ha sido realizado en parte gracias a la financiación de la Unión Europea dentro del marco de investigación e innovación Horizonte 2020 bajo la beca Marie Sklodowska-Curie con referencia 706334, en otra parte del Ministerio de Educación, Cultura y Deporte, dentro del Programa para la Formación del Profesorado Universitario, con referencia FPU15/06457 y en otra parte del Ministerio de Economía y Competitividad, bajo el proyecto ADDMATE TEC2016-76070-CR3-3-R.
Universidad de Málaga. Campus de Excelencia Internacional Andalucía Tec

Abdo Sánchez, Elena

Camacho-Peñalosa, Carlos

Hernández Escobar, Alberto

Spanish

Hernández Escolar, Alberto

Abdo-Sánchez, Elena

Repositorio Institucional de la Universidad de Málaga

Elemento radiante de banda ancha en microstrip cerrada para arrays alimentados en serie

Abdo-Sánchez, María Elena

Repositorio Institucional Universidad de Málaga

Elemento Radiante de Banda Ancha en MicrostripCerrada para Arrays Alimentados en SerieAlberto Herna´ndez Escobar, Elena Abdo Sa´nchez, Carlos Camacho Pen˜alosa{ahe, elenaabdo, ccp}@ic.uma.esDpto. Ingenierı´a de Comunicaciones, E.T.S.I. Telecomunicacio´n, Universidad de Ma´laga Andalucı´a Tech,Blvr. Louis Pasteur 35, 29010 Ma´lagaResumen—A previous radiating element in transmission con-figuration proposed by the authors is alternatively implementedusing enclosed microstrip configuration. The new implementa-tion overcomes fabrication issues and improves its compatibilitywith microstrip technology. Simulation and measurement of theelement show a broad impedance bandwidth and a unilateralradiation pattern. To illustrate the applicability of the element,a preliminary analysis of a leaky-wave series-fed array with7 radiating elements is carried out. Simulation results of thearray show a 48 % fractional bandwidth and a single, frequency-steerable beam. The beam is able to steer ±45o.I. INTRODUCCIO´NEn las u´ltimas de´cadas, las antenas de ranura han demos-trado sus numerosas ventajas y han sido empleadas exhaus-tivamente. Sin embargo, no suelen ser apropiadas para apli-caciones con elevado ancho de banda debido a su naturalezaresonante y su estrecho ancho de banda de impedancia. En[1] se propuso un elemento radiante para arrays alimenta-dos en serie que presenta un muy elevado ancho de bandade impedancia y que empleaba una ranura alimentada poruna lı´nea microstrip. Este elemento, denominado “strip-slotcomplementario”, presenta radiacio´n bilateral, hacia los dossemiespacios.Para aumentar el nu´mero de posibles aplicaciones del“strip-slot complementario”, los autores han propuesto en [2]un elemento radiante basado en el mismo principio que radiau´nicamente en un semiespacio, lo cual se consigue cerrandola estructura, obtenie´ndose una ranura sobre cavidad (Cavity-Backed Slot) [3], [4]. El elemento se alimento´ empleando unastripline asime´trica y heredo´ la configuracio´n en transmisio´ndel “strip-slot complementario”. A diferencia de otras ranurassobre cavidad presentes en la literatura, este novedoso ele-mento tiene un considerable ancho de banda de impedancia.A pesar de sus cualidades, el prototipo que se fabrico´ en[2] presentaba varios problemas con su implementacio´n. Lafabricacio´n era muy sensible a errores y resultaba difı´cilconectar el elemento a otras estructuras. En esta contribucio´n,se ilustra una nueva implementacio´n de este elemento radianteempleando, en lugar de stripline asime´trica, microstrip ce-rrada, que le da robustez al elemento y compatibilidad contecnologı´a ma´s comu´n.La configuracio´n en transmisio´n de este tipo de elementosy su limitada radiacio´n los hace especialmente adecuados paraconstruir arrays alimentados en serie [5]. En esta comunica-cio´n, se analiza y se disen˜a un array de elementos basados enel “strip-slot complementario” con radiacio´n unidireccionalcomo una antena tipo leaky-wave. El elevado ancho de bandadel elemento simplifica considerablemente el disen˜o del arrayyxzRanuraCavidadLínea deAlimentaciónStubParedesLateralesde ConductorFig. 1. Geometrı´a de la estructura propuesta.y hace que la antena sea capaz de orientar su haz en funcio´nde la frecuencia a la que se trabaje.En la Seccio´n II se describe el elemento radiante previa-mente propuesto. En la Seccio´n III se explica la nueva imple-mentacio´n, se disen˜a y se muestran los resultados empleandola misma. En la Seccio´n IV se realiza un disen˜o preliminarde un array basado en la nueva implementacio´n del elementoy se muestran los resultados de su simulacio´n. Finalmente, enla Seccio´n V se presentan las conclusiones obtenidas.II. ELEMENTO RADIANTE PROPUESTOEl elemento radiante propuesto previamente [2] esta´ cons-tituido por una estructura cerrada hecha con tres capas deconductores que es alimentada por una stripline asime´tricaempleando una configuracio´n en transmisio´n. El elementopresenta una ranura en la capa meta´lica superior que permitela radiacio´n y que es alimentada por la stripline. Adema´s, paraconseguir adaptacio´n en un amplio ancho de banda, debajo dela ranura se ha colocado su stub complementario junto a lastripline. La Fig. 1 muestra la geometrı´a general del elementoradiante.La estructura se ha modelado a partir la red en celosı´ade forma ana´loga a como se hizo en [1]. Empleando estemodelo, es posible separar las contribuciones de la ranura ydel stub en cada una de las impedancias, Za (rama serie)y Zb (rama cruzada), respectivamente. Estas impedanciaspueden modelarse a su vez con lı´neas de transmisio´n, cuyospara´metros se pueden extraer de las dimensiones fı´sicas dela estructura. Con este procedimiento, es posible disen˜arfa´cilmente la longitud del stub para conseguir un elevadoancho de banda de impedancia, que se consigue cuando elpolo de Za coincide en frecuencia con el cero de Zb.Sin embargo, como la estructura esta´ cerrada, se forma unacavidad que hace que aparezcan efectos indeseados. Primero,la resonancia del modo TE10 en la cavidad limita el anchode banda de la estructura. Adema´s, el comportamiento de laranura puede no ser el esperado si la cavidad es demasiadopequen˜a. Estos dos factores hacen que el disen˜o de la cavidadsea fundamental para el correcto funcionamiento del elemen-to.III. NUEVA IMPLEMENTACIO´NEmplear stripline asime´trica en la fabricacio´n del proto-tipo trajo problemas adicionales en el elemento. Cada capameta´lica se fabrico´ en una la´mina de sustrato muy delgada, lascuales se suspendieron en el aire dejando el espacio disen˜adoentre ellas usando arandelas de nailon. Estas arandelas ibaninsertadas alrededor de tornillos que fijaban la estructura yla cerraban, haciendo de paredes verticales meta´licas. Sinembargo, la distancia entre la la´mina de la ranura y la la´minade la stripline es muy crı´tica, y utilizando esta implementacio´nse obtenı´an ondulaciones e irregularidades en estas capas yen la distancia entre ellas. Por otra parte, los conectores queemplearon eran para stripline sime´trica, que adema´s de serdifı´ciles de colocar en una stripline asime´trica, limitaban elespesor ma´ximo del elemento completo.En esta contribucio´n, se propone una implementacio´n alter-nativa ma´s sencilla que elimina muchos de los problemas dela anterior. La nueva estructura consta de un u´nico sustrato,donde van impresos tanto la ranura como la stripline conel stub, en la capa meta´lica superior e inferior, respectiva-mente. De esta forma, la distancia entre las dos capas esconstante, y se reduce considerablemente el error producidoen la fabricacio´n. La estructura se cierra con una la´mina decobre, y es de nuevo cerrada lateralmente por los tornillos,alrededor de los cuales se colocan arandelas de nailon paracolocar la la´mina de cobre a la distancia deseada. Este tipode topologı´a es denominada ”microstrip cerrada”, ya que, siel plano de masa esta´ suficientemente alejado del substrato,se trata de una microstrip convencional que esta´ cerradasuperior y lateralmente por conductor. Ası´ pues, se emplearonconectores para microstrip, ya que la impedancia de la lı´neamicrostrip y la microstrip cerrada en este caso es muy similary no es necesaria transicio´n.A. Disen˜o y ResultadosCon las directrices propuestas en [2], se ha realizado undisen˜o que emplea esta nueva implementacio´n. Para ello, se hausado el sustrato Rogers RO4350B con constante diele´ctrica,εr, de 3.66 y 0.51 mm de espesor. Se ha escogido la anchurade la lı´nea microstrip de alimentacio´n de 1.1 mm para quetenga una impedancia de 50 Ω. El ancho de la cavidad seha elegido de 22.4 mm, y la longitud de 32 mm, dejando lafrecuencia de resonancia del TE10 en la cavidad en torno a8 GHz. La la´mina de cobre se ha colocado a 3.2 mm delsustrato y la anchura de la ranura se ha fijado en 0.3 mmpara asegurar la radiacio´n de la ranura a partir de 4 GHz.Para que la impedancia de la estructura complementaria seacercana a 50 Ω, se ha elegido una anchura del stub de 0.3mm. Las longitudes de la ranura y del stub se han disen˜adopara que la frecuencia central, donde coinciden los polos yceros de Za y Zb, sea de 5.2 GHz, siendo de 22 mm y 18.6(a)(b)Fig. 2. Prototipo fabricado. (a) Vista superior. (b) Vista lateral.3 4 5 6 7 8Frecuencia (GHz)-25-20-15-10-50Magnitud (dB)|S11| Simulación|S21| Simulación|S11| Medidas|S21| MedidasFig. 3. Mo´dulo de los para´metros S de la estructura simulada y fabricada.mm respectivamente. Los tornillos tienen un dia´metro de 2mm y se colocaron con un espacio de 5.6 mm entre ellos.La Fig. 2 muestra el prototipo fabricado, que ha resultadoconsiderablemente ma´s robusto que el de [2].El prototipo se ha medido empleando un kit de calibracio´nTRL fabricado con la misma tecnologı´a, lo que ha permitidollevarnos los planos de referencia, coincidentes, al centro de laestructura en las medidas. La Fig. 3 muestra los para´metrosS y los compara con la simulacio´n obtenida empleando elsimulador electromagne´tico comercial de ANSYS HFSS. Seha obtenido un ancho de banda fraccional del 50 %, limitadoinferiormente por la radiacio´n de la ranura a 4 GHz ysuperiormente en impedancia debido a la resonancia del modoTE10 en la cavidad en torno a 7.6 GHz. La correspondenciaentre la medida y la simulacio´n es razonable y el coeficientede reflexio´n en la banda de trabajo es inferior a -12 dB. Paraver el efecto de la complementariedad, se muestran en la Fig.4 las partes imaginarias de las impedancias Za y Zb. Puedeapreciarse que el el polo de Za y el cero de Zb coincidentanto en simulacio´n como en medida, que es lo que produceel amplio ancho de banda de impedancia del elemento.En cuanto a la radiacio´n, su diagrama es unidireccional,como se esperaba, y estable en el ancho de banda delelemento. La simulacio´n del diagrama de radiacio´n se muestraen la Fig. 5 a 5.2 GHz y 6.5 GHz. De la potencia introducidaen el elemento, en torno a un 17 % es radiada en la banda,3 4 5 6 7 8Frecuencia (GHz)-300-200-1000100200300Imag(Za) y Imag(Zb) (Ohm)Im(Za) SimulaciónIm(Zb) SimulaciónIm(Za) MedidasIm(Zb) MedidasFig. 4. Simulacio´n y medida de las partes imaginarias de las impedanciasde la celosı´a del elemento radiante.(a) (b)Fig. 5. Diagrama de radiacio´n simulados de la componente co-polar a 5.2 y6.5 GHz. (a) Plano YZ. (b) Plano XZ.y la pra´ctica totalidad restante pasa al siguiente puerto. Lapolarizacio´n obtenida es lineal, con una alta discriminacio´nde polarizacio´n cruzada.IV. ANA´LISIS PRELIMINAR DE UN ARRAYPara ilustrar las posibilidades de este elemento radiantese ha disen˜ado un array alimentado en serie. Ası´ pues,cascadeando un elemento con otro, es posible construir unarray tipo traveling-wave, donde cada elemento radiara´ unafraccio´n de la potencia que le llega. Se puede controlar ladireccio´n principal del diagrama de radiacio´n de estos arrayscambiando la frecuencia a la que se trabaja, consiguiendoası´ un haz orientable en frecuencia.Para facilitar la inclusio´n del elemento en un array comoel que se ha mencionado, se han modificado algunas dimen-siones del elemento presentado en la seccio´n anterior. Parareducir la distancia entre elementos, la anchura de la cavidadse ha reducido a 16 mm, lo cual ha subido tanto la frecuenciade resonancia del TE10 en la cavidad, como la frecuencia ala que empieza a radiar la ranura. Para compensar este efectoen cuanto a la radiacio´n, se ha aumentado la distancia entre elsustrato y la la´mina de cobre hasta los 6 mm, ya que al aumen-tar el espesor de la cavidad, la frecuencia a la que empieza aradiar la ranura disminuye. Con estas dimensiones, el anchode banda del elemento habra´ aumentado significativamente,ya que la frecuencia de la resonancia TE101 subirı´a hastaaproximadamente 10.2 GHz, aunque tambie´n se ha aumentadoel espesor considerablemente. Por u´ltimo, para corregir elproblema de desadaptacio´n caracterı´stico de este tipo de arraysque ocurre a la frecuencia a la que se radia en broadside, se ha3 4 5 6 7 8 9Frequency (GHz)-pi-pi/20pi/2piβp (Rad)m = 0m = -1m = -2Air lineFig. 6. Constantes de fase de los armo´nicos espaciales multiplicadas por p.Lı´nea de aire en rojo.yxzFig. 7. Geometrı´a del array simulado.introducido un desalineamiento del stub respecto a la ranurade 0.03 mm, el cual hace mı´nima la desadaptacio´n a 6 GHz(frecuencia central del disen˜o).El elevado ancho de banda de impedancia del elemento hapermitido simplificar significativamente el disen˜o del array.En este caso, se ha disen˜ado el taman˜o de la celda unidad,p, o distancia entre ranura y ranura para obtener un barridocompleto del haz centrado en torno a 5.8 GHz, que es 17 mm.Para ilustrar el resultado, se muestra el cono de radiacio´n enla Fig. 6, esto es, las constantes de fase multiplicadas porla longitud de la celda unidad, p, junto con la lı´nea de aire(k0p). De esta figura se puede prever que el array tendra´ elfuncionamiento esperado en la banda entre 4.7 GHz y 7.6GHz, frecuencia de broadside a 5.8 GHZ y que el factor dearray sera´ del tipo end-fire en los extremos de la banda.Adema´s, tambie´n hay que elegir un nu´mero de elementosdel que componer el array, que afecta directamente a sudirectividad. Como se trata de un disen˜o preliminar, se haelegido un nu´mero bajo de elementos, 7. Como un u´nicoelemento radia aproximadamente un 17 % de la potencia quele llega, tras 7 elementos la potencia que se habra´ radiado esde alrededor de un 73 %. Adema´s, se han empleado elementoside´nticos entre sı´ para hacer ma´s simple el disen˜o.La simulacio´n del array que se ha disen˜ado muestra unancho de banda de adaptacio´n de 3.7 GHz a 7.6 GHz, comopuede verse en la Fig. 8. Adema´s, se muestra en la Fig.3 4 5 6 7 8 9Frequency (GHz)-35-30-25-20-15-10-50Magnitude (dB)|S11| Simulation|S21| SimulationFig. 8. Mo´dulo de los coeficientes de transmisio´n y reflexio´n del arraysimulado.3 4 5 6 7 8 9Frequency (GHz)00.20.40.60.8Radiation EfficiencyArray of 7 elementsFig. 9. Eficiencia de radiacio´n del array simulado en funcio´n de la frecuencia.9 la eficiencia de radiacio´n del array, que alcanza el valoresperado del 73 % en la banda de funcionamiento. No´teseque an˜adiendo ma´s elementos al array se podrı´a incrementaresta eficiencia de radiacio´n, especialmente en torno a 5 GHz,donde es ma´s baja. La Fig. 10 muestra la ganancia del array,que alcanza valores ma´ximos cercanos a 11 dBi, y demuestrala capacidad del array de reorientar su haz en funcio´n dela frecuencia. Se ha comprobado que el ana´lisis de la Fig.6 ha permitido aproximar la frecuencia de broadside, quefinalmente es 5.9 GHz. El haz puede reorientarse entre -45oy +60o.V. CONCLUSIONESSe ha descrito una nueva implementacio´n para un elementoradiante con configuracio´n en transmisio´n previamente pro-puesto. La nueva implementacio´n proporciona una fabricacio´nma´s sencilla y le da robustez al elemento, adema´s de hacer elelemento directamente compatible con tecnologı´a microstrip.Las medidas del prototipo fabricado han satisfecho las expec-tativas de ancho de banda de impedancia y propiedades deradiacio´n, demostrando de nuevo sus excelentes cualidades.El ana´lisis preliminar del array ilustra la aplicabilidad delelemento en antenas tipo leaky-wave. La simulacio´n de dichoarray ha mostrado un ancho de banda porcentual del 48 % yun u´nico lo´bulo principal reorientable con la frecuencia ±45o.AGRADECIMIENTOSEste trabajo ha sido realizado en parte gracias a la financia-cio´n de la Unio´n Europea dentro del marco de investigacio´n-11-110011 dB11 dB90o60o30o0o-30o-60o-90o-120o-150o180o150o120o5 GHz5.4 GHz5.9 GHz6.5 GHz7.3 GHzFig. 10. Diagrama de radiacio´n de ganancia del array simulado a 4.7, 5.3,6, 6.8 y 7.6 GHz. Plano YZ.e innovacio´n Horizonte 2020 bajo la beca Marie Sklodowska-Curie con referencia 706334, en otra parte del Ministeriode Educacio´n, Cultura y Deporte, dentro del Programa parala Formacio´n del Profesorado Universitario, con referenciaFPU15/06457 y en otra parte del Ministerio de Economı´ay Competitividad, bajo el proyecto ADDMATE TEC2016-76070-CR3-3-R.REFERENCIAS[1] E. Abdo-Sa´nchez, J.E. Page, T. Martı´n-Guerrero, J. Esteban and C.Camacho-Pen˜alosa, “Planar Broadband Slot Radiating Element Based onMicrostrip-Slot Coupling for Series-fed Arrays,” IEEE Trans. AntennasPropagat., vol. 60, no. 2 Dic. 2012, pp. 6037–6042.[2] A. Herna´ndez-Escobar, E. Abdo-Sa´nchez and C. Camacho-Pen˜alosa,“A Broadband Cavity-Backed Slot Radiating Element in TransmissionConfiguration,” IEEE Trans. Antennas Propagat., bajo revisio´n.[3] J. Galejs, “Admittance of rectangular slot which is backed by a rectan-gular cavity,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-11, no. 2, pp.119–126, Mar. 1963.[4] C. Lo¨cker, T. Vaupel and T. F. Eibert, “Radiation efficient unidirectionallow profile slot antenna elements for X-band application,” IEEE Trans.Antennas Propagat., vol. 53, no. 8, pp. 2765–2768, Aug. 2005.[5] R. Shavit and R. S. Elliott, “Design of transverse slot arrays fed by aboxed stripline,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-31, no. 4, pp.545–552, Jul. 1983.

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