This paper reports a high efficiency class-F power amplifier based on a gallium nitride high electron mobility transistor (GaN-HEMT), which is designed at the L band of 1640 MHz. The design is based on source and load pull measurements. During the design process, the parasitics of the package of the device are also taken into account in order to achieve the optimal class-F load condition at the intrinsic drain of the transistor. The fabricated class-F power amplifier achieved a maximum drain efficiency (DE) of 77.8% and a output power of 39.6 W on a bandwidth of 280 MHz. Simulation and measurement results have shown good agreement

Benavente Peces, César

Ortega González, Francisco Javier

Pardo Martin, José Manuel

Patiño Gomez, Moises

Tena Ramos, David

Archivo Digital UPM

Amplificador de potencia Clase F en banda L basado en tecnología GaN

Servicio de Coordinación de Bibliotecas de la Universidad Politécnica de Madrid

  
 
Amplificador de potencia clase F              
en banda L basado en tecnología GaN 
David Tena Ramos, Moisés Patiño Gómez, Francisco Javier Ortega González,                             
José Manuel Pardo Martín y César Benavente Peces. 
dtenaramos@gmail.com, moisespatino@alumnos.upm.es, fjortega@diac.upm.es,           
jmpardo@diac.upm.es, cbpeces@ics.upm.es. 
Universidad Politécnica de Madrid, Grupo de Ingeniería de Radio, EUIT de Telecomunicación, 
Carretera de Valencia Km. 7, 28031, Madrid, España. 
 
 
Abstract- This paper reports a high efficiency class-F power 
amplifier based on a gallium nitride high electron mobility 
transistor (GaN-HEMT), which is designed at the L band of 
1640 MHz. The design is based on source and load pull 
measurements. During the design process, the parasitics of the 
package of the device are also taken into account in order to 
achieve the optimal class-F load condition at the intrinsic drain 
of the transistor. The fabricated class-F power amplifier 
achieved a maximum drain efficiency (DE) of 77.8% and a 
output power of 39.6 W on a bandwidth of 280 MHz. Simulation 
and measurement results have shown good agreement. 
 
 
I. INTRODUCCIÓN 
Los actuales transmisores para comunicaciones de radio 
frecuencia (RF) emplean señales con modulaciones 
complejas con el fin de optimizar el uso del espectro 
disponible transmitiendo a mayor velocidad con un ancho de 
banda más estrecho. Estas señales de comunicación 
combinan envolventes no constantes con altas relaciones 
pico-medio (high peak to average ratio), lo que requiere de 
amplificadores de potencia lineales. La mayoría de los 
transmisores emplean amplificadores lineales como por 
ejemplo los basados en clase A, B o AB que proporcionan 
una buena linealidad pero un pobre aprovechamiento de la 
energía, es decir, bajos rendimientos. Por esta razón las 
nuevas técnicas de amplificación que combinan altos 
rendimientos con una buena linealidad están teniendo un 
gran auge en la actualidad, tanto que ya van apareciendo 
algunos productos comerciales [1]. 
Entre estas técnicas de linealización de amplificadores de 
potencia se pueden destacar las técnicas de Eliminación y 
Restauración de Envolvente (EER) [2] y Envelope Tracking 
(ET). Estas técnicas se basan en el empleo de amplificadores 
de alto rendimiento, altamente no lineales, pero son capaces 
de conseguir niveles de linealidad comparables al de los 
amplificadores en clase A o clase AB lineales 
convencionales. 
Los amplificadores de alto rendimiento hacen trabajar al 
transistor en la zona de saturación lo que provoca la baja 
linealidad. El empleo de clases de amplificación conmutadas 
como clase D, E o F incrementa el rendimiento de 
amplificador. El funcionamiento en cada una de estas clases 
puede ser llevado a cabo mediante el control de las 
impedancias de carga a los armónicos y a la frecuencia 
fundamental. 
Este paper continúa la línea de investigación seguida en 
[3] donde se caracterizó un transistor GaN a través del 
método load pull para conocer que cargas ofrecen las 
condiciones necesarias de funcionamiento en la clase 
deseada. En esta publicación se presentan las simulaciones y 
las medidas experimentales realizadas al prototipo del 
amplificador clase F diseñado a partir de las medidas load 
pull obtenidas.  
II. ELIMINACIÓN Y RESTAURACIÓN DE ENVOLVENTE (EER) 
La técnica de Eliminación y Restauración de Envolvente 
fue publicada por Kahn en 1952 [2]. Se trata de una técnica 
de linealización que puede emplear amplificadores no 
lineales. 
 
Fig. 1. Esquema de un sistema EER 
En un sistema EER (ver Fig. 1) la señal de entrada de 
radiofrecuencia es descompuesta en información de fase e 
información de amplitud [3]. De esta manera, se puede 
realizar la amplificación de potencia de alto rendimiento de 
los dos tipos de información por separado evitando que se 
produzca distorsión [3]. Posteriormente, la información de 
amplitud se encargará de modular la información amplificada 
de la señal de fase cuyo resultado consiste en restaurar la 
señal de entrada de radiofrecuencia si ambos tipos de 
información están correctamente sincronizadas. 
III. TOPOLOGÍA CLASE F 
La topología clase F es una técnica de amplificación no 
lineal capaz de conseguir un rendimiento de drenador teórico 
del 100% [4]. Las condiciones de funcionamiento de esta 
topología hacen que las formas de onda en el drenador del 
dispositivo activo se correspondan con una onda cuadrada 
  
 
para la tensión y media sinusoide para la corriente. Debido a 
que las formas de onda de tensión y de corriente no se 
solapan, se evita la disipación de potencia en la conmutación. 
La forma de onda cuadrada de tensión sólo contiene 
frecuencias armónicas impares. Idealmente, debería tener 
todos los armónicos impares terminados con un circuito 
abierto en el drenador intrínseco del transistor. La forma de 
onda de corriente correspondiente con media sinusoide sólo 
contiene armónicos pares, y todos los armónicos pares 
necesitan una terminación de corto circuito para la corriente 
armónica. 
En un amplificador de RF, no es práctico cargar un 
número infinito de armónicos. Raab ha mostrado que la 
mayoría de la ganancia en rendimiento debida a la 
configuración de las formas de onda puede ser realizada solo 
con unos pocos de los primeros armónicos correctamente 
terminados [5], [6]. Configurando hasta el 4º armónico, el 
rendimiento de un amplificador ideal puede ser tan alto como 
86%. En la Fig. 2 se pueden observar las formas de onda de 
un amplificador clase F en el caso ideal (es decir, se cumplen 
las condiciones para infinitos armónicos) y en el caso de uno 
con el control de los dos primeros armónicos. 
 
Fig. 2. Formas de onda de drenador de un amplificador clase F: con infinitos 
armónicos (línea discontinua) y con dos armónicos (línea continua) 
En realidad, el rendimiento del amplificador se ve 
limitado por la capacidad drenador-fuente del transistor, Cds, 
su resistencia de conducción, Ron, la tensión de codo y la 
disipación de potencia en la red de salida y de alimentación. 
Cds es difícil de absorber dentro de la red de adaptación 
multi-armónica sin comprometer la capacidad de cargar a 
altas frecuencias armónicas. Un dispositivo con una 
frecuencia de funcionamiento alta comparada con la 
frecuencia de operación fundamental es conveniente para 
generar los armónicos de alto orden necesarios para la 
configuración de las formas de onda. A este respecto, los 
transistores GaN HEMT son buenos candidatos para la 
amplificación clase F. Los transistores GaN han demostrado 
una densidad de potencia significativamente más alta que sus 
homólogos con GaAs y Si. Como los transistores LDMOS, 
tienen tensiones de operación altas y consecuentemente 
impedancias de drenador altas a la frecuencia de 
funcionamiento. 
IV. DISEÑO DEL AMPLIFICADOR CLASE F 
En este paper se muestra el diseño de un amplificador 
clase F a 1.64 GHz empleando el transistor RF3931 de RF 
Micro Devices basado en tecnología GaN. Con los resultados 
obtenidos de la realización del método load pull y source 
pull realizado al transistor para un punto de polarización 
concreto [3], se ha procedido al diseño de las redes de entada 
y de salida.  
La simulación del amplificador se ha realizado gracias al 
programa AWR Microwave Office y al modelo de gran señal 
del transistor proporcionado por el fabricante. El esquema 
básico del amplificador clase F propuesto se muestra en la 
Fig. 3. El fabricante ofrece tanto el modelo del transistor 
encapsulado como el modelo de la die del mismo y los 
parámetros S del encapsulado. Con estos modelos, junto con 
el cálculo de la capacidad no lineal drenador-fuente (Cds) y 
puerta-fuente (Cgs), se pueden diseñar las redes de adaptación 
de entrada y de salida en el drenador intrínseco que cumplan 
las condiciones necesarias de la clase de amplificación. 
 
Fig. 3. Diagrama de bloques del amplificador clase F 
La red de adaptación de entrada transforma la impedancia 
de fuente (50 Ohm) a la impedancia de entrada requerida por 
el transistor a 1.64 GHz. Según [7], el diseño de la red de 
adaptación de entrada tiene un efecto significativo en la PAE  
(Power Added Efficiency) del sistema. La capacidad puerta-
fuente (Cgs) del dispositivo activo junto con el encapsulado 
parásito limitan establecer impedancias próximas a 
cortocircuitos a las frecuencias armónicas. Esto se traduce en 
que la forma de onda de excitación de la puerta será una onda 
sinusoidal. La red de adaptación de entrada está compuesta 
por un condensador de desacoplo, una red de adaptación a la 
frecuencia fundamental y una red de alimentación con por 
una línea λ/4 terminada en un condensador resonante a la 
frecuencia de trabajo. 
La red de adaptación de salida se encarga de adaptar a la 
impedancia de carga (50 Ω) y, además, es capaz de controlar 
hasta el tercer armónico. En el plano intrínseco del transistor, 
la impedancia vista por el dispositivo activo al segundo 
armónico es prácticamente un cortocircuito y la vista al tercer 
armónico es próxima a un circuito abierto. De esta manera, 
una onda cuadrada para la tensión y media sinusoide para la 
corriente deben ser vistas en el drenador intrínseco del 
transistor. La red de adaptación de salida se compone de un 
condensador de desacoplo, una red de adaptación que fija las 
impedancia a fo y a los armónicos en conjunto con una red de 
alimentación que consta de una línea λ/4 terminada en un 
condensador resonante a la frecuencia de trabajo. 
Para cumplir las condiciones de operación del 
amplificador, se establecieron los siguientes objetivos: 
1. A fo: conseguir la impedancia de fuente y de carga 
óptimas. 
2. A 2fo: fijar una impedancia próxima a cortocircuito 
en el drenador intrínseco del transistor (prácticamente 
es suficiente con establecer una impedancia que sea 
1/3 de la impedancia de carga a fo en el drenador 
intrínseco [8]). 
3. A 3fo: fijar una impedancia próxima a un circuito 
abierto en el drenador intrínseco  del dispositivo 
(prácticamente es suficiente con establecer una 
impedancia que sea 3 veces la impedancia de carga a 
fo en el drenador intrínseco [8]). 
  
 
Para comprobar el correcto diseño de las redes de entrada 
y de salida, se realizó la simulación en frecuencia y en 
potencia del amplificador para unas condiciones de 
polarización similares a las de un amplificador en clase B 
(Vg = -3,9 V y Vdd = 48 V). Las formas de ondas resultantes 
en el drenador intrínseco del transistor se muestran en la Fig. 
4. La forma de onda de corriente representada no se 
corresponde con la forma de onda en el plano de 
conmutación del transistor ya que es un plano virtual al que 
no se puede acceder para su medida. 
0
20
40
60
80
100
Te
ns
ió
n 
de
 d
re
na
do
r (
V)
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
Co
rr
ien
te
 d
e d
re
na
do
r (
A)
 
Fig. 4. Formas de onda simuladas en el drenador intrínseco 
Los resultados de las simulaciones se muestran en la Fig. 
5 y Fig. 6. El rendimiento de drenador máximo del 
amplificador clase F es aproximadamente de 79,8% con una 
potencia de salida de 40,05 W en un ancho de banda 250 
MHz (para un rendimiento mayor del 60%), siendo la 
potencia de excitación de 5W. 
17 19 21 23 25 27 29 31 33 35 37 38
Potencia de entrada (dBm)
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
G
an
an
ci
a 
(d
B)
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
Po
ut
 (d
Bm
) y
 R
en
di
m
ie
nt
o 
de
 d
re
na
do
r (
%
)Ganancia
Rendimiento 
de drenador
Potencia
de salida
 
Fig. 5. Resultados simulados en función de la potencia de entrada  
1.48 1.52 1.56 1.6 1.64 1.68 1.72 1.76 1.8 1.84
Frecuencia (GHz)
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
Po
ut
 (d
Bm
) y
 G
an
an
ci
a 
(d
B)
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
R
en
di
m
ie
nt
o 
de
 d
re
na
do
r (
%
)
Ganancia
Rendimiento 
de drenador
Potencia de salida
 
Fig. 6. Resultados simulados en función de la frecuencia 
V. IMPLEMENTACIÓN AMPLIFICADOR CLASE F 
Finalmente, se procedió a la fabricación del primer 
prototipo de amplificador sobre un substrato de Taconic 
modelo RF35 y una altura de 760 μm. El transistor GaN se 
montó directamente sobre un bloque de disipación de 
aluminio. La Fig. 7 muestra el amplificador clase F 
fabricado.  
 
Fig. 7. Prototipo del amplificador clase F 
Para realizar las medidas se ha utilizado un banco de 
medida controlado por ordenador a través de Matlab, que 
puede verse en la Fig. 8. El banco esta compuesto por los 
siguientes equipos:  
1. El generador de señal SM300 de Rohde & Schwarz 
capaz de trabajar con señales de hasta 3GHz. 
2. El driver de excitación ZHL-10W-2G+ de 
Minicircuits que ofrece hasta 10W de salida en un 
ancho de banda desde 800MHz a 2GHz. 
3. La fuente de alimentación de alta potencia N5767A de 
Agilent. 
4. La carga BW-40N100W de 50 Ω de Minicircuits que 
soporta hasta 100W. 
5. El analizador de redes N5230 de Agilent con el que 
medir las impedancias de carga. 
6. El analizador de espectros N9020A de Agilent para 
medir la distorsión en la señal de salida. 
7. Otros dispositivos como acopladores y fuentes de 
alimentación. 
 
Fig. 8. Banco de medida controlado por ordenador 
  
 
El programa en Matlab ha sido diseñado por los autores y 
se encarga de configurar y establecer todos los parámetros 
necesarios para el funcionamiento del amplificador, como 
son:  
1. Configuración de la comunicación con los equipos. 
2. Establecer las tensiones de polarización. 
3. Establecer la frecuencia y potencia de excitación. 
4. Medir la potencia de RF de salida. 
4. Medir la potencia de entrada de DC. 
5. Realizar las operaciones necesarias para hallar y 
representar rendimiento y la potencia de salida. 
 
Fig. 9. Impedancias medidas en el drenador intrínseco del transistor 
En la Fig. 9 se muestra las impedancias medidas en el 
plano instrínseco del transistor a la frecuencia fundamental y 
a los armónicos. La carta de Smith está normalizada a 
21,49Ω, debido a que se empleó un kit de calibración TRL 
(Thru, Reflect and Line) tal que la anchura de la pista donde 
se estableció el plano de referencia se correspondía con una 
impedancia de 21.49 Ω a la frecuencia de trabajo. En ella se 
observa que los armónicos quedan correctamente 
configurados para la clase de amplificación diseñada 
(cortocircuito a 2fo y circuito abierto a 3fo), aunque estas 
impedancias han sido optimizadas posteriormente. En cuanto 
a la carga a la frecuencia fundamental, se observa que es 
prácticamente resistiva como requiere la amplificación en 
clase F. 
Las medidas realizadas al amplificador se muestran en la 
Fig. 10. Esta medidas han sido originadas con el mismo 
punto de polarización que se ha utilizado en la simulación de 
la sección IV, es decir, una Vg = -3,9V y una Vdd = 48 V. El 
rendimiento de drenador máximo es del 67,3% que se 
corresponde con una potencia de salida de 39,5 W en un 
ancho de banda de 280 MHz (medido para un rendimiento de 
drenador mayor que el 60%). Posteriormente se ha variado el 
punto de polarización y optimizado manualmente las redes 
de entrada y de salida con el fin de mejorar las medidas 
obtenidas. Tras la optimización se consiguió un rendimiento 
de drenador máximo de 77,8% para una potencia de salida de 
39,6W.  
VI. CONCLUSIONES 
En este paper se ha presentado el diseño e 
implementación de un amplificador clase F basado en 
tecnología GaN-HEMT a 1,64 GHz. El transistor RF3931 de 
RF Micro Devices fue utilizado en el diseño del 
amplificador, debido a su alta tensión de ruptura 
principalmente.  
 
 
Obtenidas las medidas source pull y load pull del 
transistor para unas condiciones concretas de polarización, se 
ha procedido al diseño e implementación de las redes de 
adaptación capaces de configurar las impedancias necesarias 
a la frecuencia fundamental y a los armónicos. Las 
capacidades intrínsecas del transistor y el encapsulado 
dificultan la habilidad para cargar al transistor con las 
impedancias requeridas. 
Las simulaciones ofrecen un redimiendo de drenador 
máximo de un 79,8% para una potencia de 40,05W en un 
ancho de banda de 250 MHz. Las medidas experimentales 
dan como resultados un rendimiento máximo del 77,8% para 
una potencia de salida de 39,6W en un ancho de banda de 
280 MHz, tras la optimización de este primer prototipo. 
 
Rendimiento 
de drenador
Potencia de 
salida
Ganancia
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
1480 1520 1560 1600 1640 1680 1720 1760 1800 1840
Frecuencia (GHz)
P
ou
t (
dB
m
) y
 G
an
an
ci
a 
(d
B
)
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
R
en
di
m
ie
nt
o 
de
 d
re
na
do
r (
%
)
 
Fig. 10. Potencia de salida, rendimiento de drenador y ganancia en función de 
la frecuencia 
AGRADECIMIENTOS 
Este trabajo forma parte de los resultados del proyecto de 
investigación financiado por el MCINN con referencia 
TEC2009-14307-C02-02. 
REFERENCIAS 
[1] Nujira, “Coolteq.l”, Nujira Ltd, Building 1010, Cambourne Business 
Park, Cambourne, Cambridge, CB23 6DP, UK, http://www.nujira.com 
(consultado en Abril de 2012). 
[2] L. R. Kahn, “Single-sideband Transmission by Envelope Elimination 
and Restoration”, IEEE Proc. of the IRE, vol. 40, no. 7, Jul 1952. 
[3] D. Tena, M. Patiño, F. J. Ortega, J. M. Pardo, “Amplificador de 
potencia clase F a 1.64 GHz con control de armónicos”, URSI 
Simposium, Sept. 2011. 
[4] F. Raab, P. Asbeck, S.Cripss, P. Kenington, Z. Popovic, N. Pothecary, 
J. Sevic and N. Sokal, “Power amplifiers and transmitters for RF and 
microwave,” Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions 
on, vol. 50, no. 3, pp. 814-826, Mar 2002. 
[5] F. Raab, “Class-E, Class-C, and Class-F power amplifiers based upon a 
finite number of harmonics,” Microwave Theroy and Thecniques, IEEE 
Transactions on, vol. 49, no. 8, pp. 1462-1468, Aug 2001. 
[6] F. H. Raab, “Maximum efficiency and output of class-F power 
amplifiers,” Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions, 
vol. 49, no 6, pp. 1162-1166, Jun 2001. 
[7] D. Schmelzer,S.1. Long, "A GaN HEMT Class F Amplifier at 2 GHz 
with >80% PAE", IEEE Journal of Solid-State Circuit, vol. 42, no. 10, 
pp. 2130-2136, Oct 2007. 
[8] J. Hoversten, M. Roberg, and Z. Popovic, “Harmonic load pull of high 
power microwave devices using fundamental-only load pull tuners,” 
ARFTG Microwave Measurement Symp. Dig., Anaheim, CA, USA, pp. 
1–4, May 2010. 
 


http://oa.upm.es/19447/1/INVE_MEM_2012_139423.pdf

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