The Square Kilometre Array (SKA) radio-telescope  will become a reality in 2020. Nowadays, many research groups  are validating the technologies that will be necessary to build  this enormous instrument. In order to cover the bandwidth  between 70 MHz and 10 GHz, different antenna array designs  and configurations will be used. This paper presents the design  and characterization of a planar aperture array based on  bunny-ear antennas, whose design is proposed to cover the midfrequency  range of the telescope (from 300 to 1000 MHz). One  of the main advantages of the present solution is its fully  differential nature, which avoids the use of passive baluns,  although it requires some especial considerations during the  design and measurement processes

Finn, T.

García Muñoz, Luis Enrique

García Pérez, Oscar Alberto

González Posadas, Vicente

López Fernández, José Antonio

Segovia Vargas, Daniel

Serna Puente, José Manuel

Vázquez Roy, José Luis

Archivo Digital UPM

Diseño y Caracterización de un Array Activo de Banda Ancha para Radioastronomía

Servicio de Coordinación de Bibliotecas de la Universidad Politécnica de Madrid

  
 
DISEÑO Y CARACTERIZACIÓN DE UN 
ARRAY ACTIVO DE BANDA ANCHA PARA 
RADIOASTRONOMÍA 
O. García-Pérez (1,2), L. E. García-Muñoz (1), V. González-Posadas (3), J. L. Vázquez-Roy (1),        
D. Segovia-Vargas (1), J. M. Serna-Puente (2), T. Finn (2), J. A. López-Fernández (2) 
ogarpe@tsc.uc3m.es  
(1) Dpto. de Teoría de la Señal y Comunicaciones, Universidad Carlos III de Madrid    
Avenida de la Universidad, 30, 28911 Leganés Madrid (Spain) 
(2) Centro Astronómico de Yebes, Instituto Geográfico Nacional 
Cerro de la Palera s/n, 19141 Yebes Guadalajara (Spain) 
(3) Dpto. de Ingeniería Audiovisual y Comunicaciones, Universidad Politécnica de Madrid  
Carretera de Valencia km. 7.5, 28031 Madrid (Spain) 
 
Abstract- The Square Kilometre Array (SKA) radio-telescope 
will become a reality in 2020. Nowadays, many research groups 
are validating the technologies that will be necessary to build 
this enormous instrument. In order to cover the bandwidth 
between 70 MHz and 10 GHz, different antenna array designs 
and configurations will be used. This paper presents the design 
and characterization of a planar aperture array based on 
bunny-ear antennas, whose design is proposed to cover the mid-
frequency range of the telescope (from 300 to 1000 MHz). One 
of the main advantages of the present solution is its fully 
differential nature, which avoids the use of passive baluns, 
although it requires some especial considerations during the 
design and measurement processes. 
I. INTRODUCCIÓN 
El Square Kilometre Array (SKA) va a ser un gran 
radiotelescopio basado en arrays de antenas y concebido para 
cubrir un gran ancho de banda (de 70 MHz a 10 GHz) [1]. El 
proyecto europeo SKADS (SKA Design Studies) engloba a 
varios centros de investigación y universidades, los cuales 
están investigando las tecnologías necesarias para construir 
dicho radiotelescopio [2]. En este contexto, se están 
desarrollando diferentes prototipos de arrays para cubrir la 
sub-banda intermedia (300-1000 MHz) del telescopio. Este 
artículo describe el proceso de diseño e implementación de 
FIDA3 (FG-IGN Differential Active Antenna Array), que es 
la contribución española para el proyecto SKADS, y cuyo 
desarrollo se ha llevado a cabo por parte del Instituto 
Geográfico Nacional y la Universidad Carlos III de Madrid. 
El diseño propuesto está formado por antenas de tipo 
bunny-ear, proporcionando doble polarización lineal y 
capacidad de escaneo desde broadside hasta 45º. Las 
principales ventajas de dicho diseño es el uso de una 
estructura radiante sin dieléctrico, lo que reduce las pérdidas 
y el coste del substrato; y el uso de amplificadores 
diferenciales directamente conectados a los puertos de la 
antena, lo que aprovecha las propiedades de gran ancho de 
banda de las antenas diferenciales, pero evitando las pérdidas 
y restricciones de ancho de banda de un balun pasivo. Sin 
embargo, el uso de estas estructuras diferenciales tiene 
algunas limitaciones. Por un lado, se ha detectado un nuevo 
tipo de anomalía que aparece durante el escaneo del array, y 
que está relacionada con la propagación de corrientes en 
modo par en las antenas diferenciales [3]. Por otro lado, el 
diseño y medida de los amplificadores diferenciales no es 
trivial, y es necesario el uso de métodos específicos [4]. Por 
último, el diseño se ha validado con la implementación de 
una sección del array formado por 64 elementos.  
II. ESTRUCTURA RADIANTE 
Durante los últimos años, los radioastrónomos han 
considerado el uso de arrays de apertura como una solución 
adecuada para los radiotelescopios de nueva generación [5]. 
El uso de antenas TSA (tapered slot antennas) es una de las 
soluciones más populares en este tipo de diseños. En este 
trabajo se hace uso de antenas bunny-ear (Fig. 1), que es una 
variante de las clásicas antenas Vivaldi. Tal y como se 
muestra en la Fig. 1, la antena se ha construido totalmente en 
aluminio. Una de las peculiaridades de estas antenas es que 
se excitan a través de una señal diferencial entre ambas patas 
de la antena. Además, el hecho de que las antenas estén 
eléctricamente conectadas unas con otras genera fuertes 
acoplos entre las antenas, por lo que es necesario el uso del 
concepto de coeficiente de reflexión activo para caracterizar 
los elementos del array [6]. Este parámetro es el coeficiente 
de reflexión equivalente que ven los amplificadores desde su 
entrada, y tiene en cuenta las señales que se propagan a  la 
salida del array acopladas a través de los otros elementos. 
 
 
Fig. 1.  Antenas bunny-ear y configuración del array 
  
 
A. Optimización de la antena 
Para la optimización de la antena se ha realizado un 
estudio paramétrico de las principales dimensiones de la 
antena, con el objetivo de conseguir una ROE<2.5 para una 
impedancia de referencia diferencial de 150 Ω. Para este 
propósito se hace una suposición de array infinito, lo cual 
simplifica la simulación del array mediante un software 
comercial (ej.: HFSS), y parece una aproximación aceptable 
dadas las dimensiones previstas para las estaciones del SKA. 
Durante dicho proceso de diseño se observó la aparición de 
ciertas resonancias en la respuesta de la antena cuando el 
array escaneaba en ángulos diferentes a broadside (Fig. 2). 
Este efecto se atribuye a la capacidad de propagación de 
corrientes en modo común a través de la estructura diferencial 
sobre un plano de masa. De este modo, aparece una 
frecuencia de resonancia en la que las corrientes en modo 
común predominan sobre las corrientes en modo diferencial 
(Fig. 3a,b). La solución propuesta para resolver esta 
limitación se basa en conectar dos resistencias entre cada una 
de las patas de la antena y el plano de masa, de tal modo que 
se disipen las corrientes en modo común (Fig. 3c). El valor de 
estas resistencias debe ser un compromiso entre la 
eliminación eficaz de la anomalía, la buena adaptación de la 
antena, y el ruido extra generado por estas resistencias. De 
este modo, dicho valor se fija a 3 kΩ, lo que supone un 
incremento extra de la temperatura de ruido inferior a 10 K 
(Fig. 3d). La respuesta final del array se muestra en la Fig. 4. 
 
0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1
Frequency (GHz)
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
V
SW
R
Broadside
22.5 deg
45 deg
 
Fig. 2.  Simulación de la ROE del array con la aparición de las anomalías  en 
la banda durante el escaneo. 
 
0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
Frequency (GHz)
0
5
10
15
20
25
30
35
N
oi
se
 (K
)
R=10 kohm
R=3 kohm
R=1 kohm
 
Fig. 3.  Corrientes diferenciales a 500 MHz (a); corrientes en modo común a 
la frecuencia de la anomalía (b); solución propuesta para disipar las corrientes 
en modo común (c); e incremento extra  de ruido debido a las resistencias (d). 
0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1
Frequency (GHz)
E plane
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
V
S
W
R
Broadside
22.5 deg
45 deg
0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1
Frequency (GHz)
H plane
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
V
S
W
R
Broadside
22.5 deg
45 deg
 
Fig. 4.  Simulación de la ROE del array para escaneos en plano E (a) y plano 
H (b), y para una resistencia de disipación de 3 kΩ. 
B. Medida de la antena 
Para la validación del sistema se ha construido un 
prototipo de 64 elementos (Fig. 5). Para caracterizar los 
factores de acoplo entre las antenas se ha medido la matriz de 
parámetros S de del sistema. Dicha medida se ha realizado 
cargando las antenas con balunes para obtener un único 
puerto de salida por cada elemento. A partir de dicha matriz 
de parámetros S del array es posible calcular el coeficiente de 
reflexión activo de cada uno de los elementos [6]. La Fig. 6 
muestra el coeficiente de reflexión activo del elemento central 
para distintos ángulos de escaneo. Dicho coeficiente es 
inferior a -6 dB en la banda de interés para ángulos de 
escaneo hasta 45º, lo cual es aceptable teniendo en cuenta las 
reducidas dimensiones del prototipo. 
 
 
Fig. 5.  Implementación del array de 64 elementos (32 por polarización). 
  
 
200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1100
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
Frequency (MHz)
Ac
tiv
e 
re
fle
ct
io
n 
co
ef
fc
ie
nt
 (d
B)
Broadside
5 Deg
10 Deg
15 Deg
20 Deg
25 Deg
30 Deg
35 Deg
40 Deg
45 Deg
 
Fig. 6.  Medida del coeficiente de reflexión activo del elemento central del 
array implementado para distintos ángulos de escaneo.  
 
III. AMPLIFICADORES DIFERENCIALES DE BAJO RUIDO 
Tal y como se explicó en la sección anterior, las antenas de 
tipo bunny-ear necesitan ser excitadas mediante señales 
diferenciales. De este modo, se suelen considerar dos 
opciones. La primera requiere el uso de un balun para 
convertir la señal diferencial a una señal con referencia a 
masa, y usar un amplificador de bajo ruido convencional. Sin 
embargo, esta primera opción está limitada por las pérdidas y 
el ancho de banda del balun. Por otro lado, y tal y como se 
propone en este trabajo, se pueden usar amplificadores 
diferenciales directamente conectados a las antenas.   
A. Diseño del amplificador 
El esquema del amplificador de bajo ruido se muestra en la 
Fig. 7. Éste consta de dos etapas de par diferencial en 
cascada. Esta configuración presenta protección frente a 
interferencias externas. Las señales de interés aparecen en 
modo diferencial a la entrada del amplificador y se amplifican 
por la ganancia en modo diferencial del dispositivo Gdiff. Sin 
embargo, otras señales no deseadas que se acoplan al 
amplificador (ej.: ruido de las fuentes de alimentación, 
interferencias externas,  etc.) se amplifican por el factor de 
ganancia en modo común Gcomm. En el caso ideal la ganancia 
en modo común es cero, así que las señales no deseadas no se 
amplifican. En la implementación real, la ganancia en modo 
diferencial suele ser mucho mayor que la ganancia en modo 
común. Para medir esta relación se suele usar el parámetro de 
relación de rechazo en modo-común (CMRR): 
commdiff GGCMRR /= .                          (1) 
Por último, cabe destacar que se ha colocado un 
transformador a modo de balun en la salida para convertir la 
señal en modo diferencial a un único puerto de salida. 
 
 
Fig. 7.  Esquema simplificado del amplificador diferencial 
B. Medidas del amplificador 
El prototipo del amplificador diferencial se muestra en la 
Fig. 8. Se han utilizado componentes discretos sobre un 
substrato microstrip. Los transistores son FETs de bajo ruido, 
modelo ATF-34143 de Avago. El consumo de potencia 
aproximado de cada placa es de 2.88 W.  
 
 
Fig. 8.  Placa del prototipo del amplificador diferencial. 
 
La caracterización de los amplificadores diferenciales 
requiere algunos métodos específicos, ya que la mayoría de 
equipos de medida asumen dispositivos activos con un puerto 
de entrada y otro de salida, y además suelen tener una 
impedancia de puerto de 50 Ω. Este problema es 
especialmente crítico para el caso de la medida del ruido. 
Para llevar a cabo la medida, se asume que la impedancia de 
la antena es de 150 Ω en modo diferencial. De este modo, la 
ganancia se ha obtenido a partir de los parámetros S mixtos 
del dispositivo [4]. Estos parámetros S mixtos permiten 
obtener una representación equivalente del circuito como un 
dispositivo de dos puertos, considerando un único puerto de 
entrada excitándose con señales en modo diferencial o 
común. A partir de los parámetros S convencionales del 
circuito de tres puertos de la Fig. 7, la ganancia en modo 
diferencial se puede calcular como [4] 
  )(
2
1
323121 SSS
mm
ds −= ,                            (2) 
donde los puertos de entrada se numeran como 1 y 2, el 
puerto de salida se numera como 3, Sij denota los parámetros 
S convencionales, Smm denota parámetros S mixtos, y los 
subíndices d y s denotan excitación diferencial o de un solo 
puerto respectivamente.  
Para el caso de la figura de ruido se han considerado dos 
métodos diferentes. El primero se basa en una caracterización 
hot/cold utilizando una carga diferencial a la entrada [7]. Esto 
requiere conectar una resistencia con el valor de la 
impedancia de antena deseado (esto es 150 Ω en nuestro 
caso) a la entrada del amplificador. Esta conexión se ha 
realizado mediante un par de cables coaxiales (Fig. 9a). A 
continuación se obtiene la potencia a la salida para dos 
condiciones de carga diferente: con la carga a temperatura 
ambiente (carga caliente Thot≈290 K), y con la carga 
sumergida en nitrógeno líquido (carga fría Tcold≈70 K), para 
las cuales se obtienen los respectivos valores de potencia de 
salida Phot y Pcold. De este modo la temperatura de ruido del 
amplificador se puede obtener a partir del método del factor 
Y como [7]  
1−
−=
Y
YTT
T coldhotLNA ,   donde coldhot PPY /= .         (3) 
El segundo método que se ha utilizado es una caracterización 
source-pull para dispositivos diferenciales [8]. En este caso 
se necesita un sintonizador de impedancias conectado a la 
  
 
entrada del amplificador (Fig. 8b). Este sintonizador consiste 
en una línea coaxial cargada con tres stubs en paralelo de 
longitud variable. Cargando uno de los extremos de la línea, 
es posible sintetizar cualquier impedancia compleja en el otro 
puerto modificando la longitud de dichos stubs. Para conectar 
el puerto del sintonizador de impedancias a la entrada 
diferencial del amplificador hace falta usar un balun pasivo, 
cuyos efectos deben ser debidamente desembebidos. De este 
modo es posible utilizar cualquier equipo de medida de ruido 
convencional, ya que el puerto de entrada de 50 Ω del 
analizador se puede transformar a una impedancia diferencial 
de 150 Ω vista desde la entrada del amplificador. A partir de 
la medida del sistema completo, hay que desembeber la figura 
de ruido del amplificador eliminando los efectos del balun y 
del sintonizador [8]. Así, la figura de ruido del amplificador 
queda como 
⎟⎟⎠
⎞
⎜⎜⎝
⎛ −+=
2
21 bal
tuner
casc
balLNA
F
L
F
GF ,                        (4) 
donde FLNA es la figura de ruido del amplificador, Gbal y Fbal 
son la ganancia y la figura de ruido de una de las dos ramas 
del balun, Fcasc es la figura de ruido de todo el conjunto, y 
Ltuner son las pérdidas del sintonizador. La principal ventaja 
de este segundo método es que es posible sintetizar cualquier 
impedancia compleja a la entrada del amplificador, y por 
tanto es posible obtener los círculos de ruido y de ganancia 
del dispositivo. Sin embargo, el proceso de medida es 
bastante tedioso, especialmente cuando se usan 
sintonizadores manuales, ya que cada determinado valor de 
impedancia se puede sintetizar solo para un determinado 
valor de frecuencia cada vez. En este caso se muestran los 
resultados para tres puntos de frecuencia dentro de la banda 
de interés. Los resultados finales de ganancia y de ruido se 
muestran en la Fig. 10. Se ha obtenido una ganancia mayor 
de 26 dB y una temperatura de ruido inferior a 52 K en la 
banda de interés. Además se ha obtenido una buena 
concordancia entre los resultados obtenidos con ambos 
métodos de medida de ruido.  
IV. CONCLUSIONES 
En este artículo se ha presentado del proceso de diseño y 
medida de un array activo diseñado para el proyecto SKA. La 
estructura radiante se ha optimizado para proporcionar una 
impedancia constante en la banda de interés, y permitiendo 
capacidad de escaneo de hasta 45º. Además, las anomalías 
asociadas a la naturaleza diferencial de esta estructura se han 
disipado mediante el uso de una red resistiva. Por otro lado, 
los amplificadores diferenciales que se conectan directamente 
a la antena se han optimizado para proporcionar un buen 
comportamiento en términos de ganancia y de ruido para 
dicha impedancia de antena. Dado que la antena proporciona 
un valor de impedancia distinto a 50 Ω, y además esta 
excitación se genera en modo diferencial, ha hecho falta 
definir algunos procedimientos de medida específicos. Entre 
las líneas futuras se incluye la caracterización de ruido de 
todo el sistema integrado. 
AGRADECIMIENTOS 
Este trabajo ha sido financiado por el programa European 
Community Framework Programme 6, Square Kilometre 
Array Design Studies (SKADS), contract no. 011938. 
REFERENCIAS 
[1] P. E. Dewdney, P. J. Hall, R. T. Schilizzy, and T. J. W. Lazio, “The 
Square Kilometre Array,” Proceedings of the IEEE, vol. 97, no. 8, pp. 
1482-1496, Aug. 2009. 
[2] Página web del proyecto  SKADS:  
 http://www.skads-eu.org/   
[3] E. Lera-Acedo, L. E. Garcia-Muñoz, V. Gonzalez-Posadas, J. L. 
Vazquez-Roy, R. Maaskant, and D. Segovia-Vargas, “Study and design 
of a differentially fed tapered slot antenna array,” IEEE Trans. 
Antennas Propag., vol. 58, no. 1, pp. 69-79, Jan. 2010. 
[4] W. R. Eisenstadt, B. Stengel, and B. M. Thomson, Microwave 
Differential Circuit Design Using Mixed Mode S-Parameters. Artech 
House Publishing, Apr. 2006. 
[5] A. van Ardenne, H. Butcher, J. G. bij de Vaate, A. J. Boonstra, J. D. 
Bregman, B. Woestenburg, K. van der Schaaf, P. N. Wilkinson, and M. 
A. Garrett, “The aperture array approach for the Square Kilometre 
Array,” white paper, May 2003.  
 Available online: http://www.skatelescope.org/  
[6] D. M. Pozar, “The active element pattern”, IEEE Trans. Antennas 
Propag., vol. 42, no. 8, pp. 1176-1178, Aug. 2009. 
[7] J. Morawietz, R. H. Witvers, J. G. Bij de Vaate, and E. E. M. 
Woestenburg, “Noise characterization of ultra low noise differential 
amplifiers for next generation radiotelescopes,” European Microw. 
Conf., pp. 1570-1573, Oct. 2007. 
[8] O. Garcia-Perez, E. Garcia-Muñoz, V. Gonzalez-Posadas, and D. 
Segovia-Vargas, "Source-pull characterization of differential active 
antennas for radio-astronomy applications", European Wireless Tech. 
Conf., pp. 84-87, Sep. 2009. 
 
 
Fig. 9.  Dos métodos para la medida de ruido del amplificador diferencial: 
hot/cold con carga de fuente diferencial (a), y método source-pull con 
sintonizador de impedancias (b). 
 
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3
Freq [GHz]
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
N
oi
se
 T
em
pe
ra
tu
re
 [K
]
0
4
8
12
16
20
24
28
32
36
40
G
ai
n 
[d
B]
Noise - Measured (Hot/Cold) (L)
Noise - Measured (Source-Pull) (L)
Noise - Simulated (L)
Gain - Measured (R)
Gain - Simulated (R)
 
Fig. 10.  Ganancia y ruido del amplificador diferencial. 


http://oa.upm.es/9143/1/INVE_MEM_2010_84729.pdf

Diseño y Caracterización de un Array Activo de Banda Ancha para Radioastronomía

Abstract

Similar works

Full text

Available Versions

Archivo Digital UPM

Servicio de Coordinación de Bibliotecas de la Universidad Politécnica de Madrid