Alouini, Mehdi

Basset, Gabriel

Bondu, François

Na, Bo

HAL Descartes

COUPLAGE NON LINÉAIRE PHASE-AMPLITUDE DANS LES RÉSONATEURS

HAL-Rennes 1

COUPLAGE NON LINE´AIRE PHASE-AMPLITUDEDANS LES RE´SONATEURSGabriel Basset, Bo Na, Franc¸ois Bondu, Mehdi AlouiniTo cite this version:Gabriel Basset, Bo Na, Franc¸ois Bondu, Mehdi Alouini. COUPLAGE NONLINE´AIRE PHASE-AMPLITUDE DANS LES RE´SONATEURS. optique Bretagne2015, Jul 2015, RENNES, France. 2015, Journe´es nationales de l’optique guide´e.<www.sfoptique.org/pages/congres-optique/bretagne-2015/>. <hal-01230951>HAL Id: hal-01230951https://hal.archives-ouvertes.fr/hal-01230951Submitted on 24 Nov 2015HAL is a multi-disciplinary open accessarchive for the deposit and dissemination of sci-entific research documents, whether they are pub-lished or not. 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Cette simulation met en évidence un couplage non linéaire phase-amplitude dans les filtres à bande étroite (par exemple un résonateur ou une antenne). Ce couplage quadratique connu comprend des effets de réponse en fréquence ; nous proposons une formule empirique qui semble s’adapter à de nombreuses situations réalistes. Dans le cas d’une dérive linéaire en fréquence, nous retrouvons sous une nouvelle forme l’effet de « ringing » déjà connu. Le modèle est adapté à des signaux ayant un caractère à la fois aléatoire (bruits de fond d’amplitude et de phase) et déterministe (signaux télécoms QAM 4) pour la transmission sur une porteuse à 280 GHz d’un signal vidéo.   MOTS-CLEFS : couplage non linéaire phase-amplitude ; résonateurs ; modulation d’enveloppe ; transformée en z 1. INTRODUCTION La propagation d’un signal réel 𝑥𝑖𝑖(𝑡) dans un circuit linéaire se caractérise par une fonction de transfert dans l’espace des fréquences 𝐻(𝜈) tel que les transformées de Fourier des signaux d’entrée  et de sortie sont liés par la relation 𝑥𝑜𝑜𝑜(𝜈) = 𝑥𝑖𝑖(𝜈)𝐻(𝜈). Pour un signal numérisé, on utilise sa transformée en 𝑧 : 𝑋(𝑧) = ∑𝑥(𝑛)𝑧−𝑖 et on a alors 𝑥𝑜𝑜𝑜(𝑧) = 𝑥𝑖𝑖(𝑧)𝐻𝑖(𝑧) où 𝐻𝑖(𝑧) est une fraction rationnelle de la variable 𝑧 :   𝐻𝑖(𝑧) = b(0)+b(1) 𝑧−1+⋯+b(M) 𝑧−𝑀1+a(1) 𝑧−1+⋯+a(N) 𝑧−𝑁  (1) telle que l’échantillon en sortie 𝑥𝑜𝑜𝑜(𝑛) peut se calculer en fonction des échantillons précédents 𝑥𝑜𝑜𝑜(𝑛 − 𝑘) et des échantillons en entrée 𝑥𝑖𝑖(𝑛 − 𝑘) :  𝑥𝑜𝑜𝑜(𝑛) = 𝑏(0)𝑥𝑖𝑖(𝑛) + ⋯+ 𝑏(𝑀)𝑥𝑖𝑖(𝑛 −𝑀) − 𝑎(1)𝑥𝑜𝑜𝑜(𝑛 − 1) −⋯− 𝑎(𝑁)𝑥𝑜𝑜𝑜(𝑛 − 𝑁) (2) La transformée de Fourier est inadéquate pour des signaux bruités par un bruit non blanc ou par des signaux à support temporel non fini : la convolution par la fenêtre temporelle fait que le spectre n’est pas correctement représenté [1]. Nous souhaitons représenter des signaux réalistes, superposition par exemple d’une information avec un codage télécom avec des bruits de phase colorés : nous utilisons donc la transformée en 𝑧. La transformée en 𝑧 est une représentation temporelle, nous pourrons donc facilement ajouter par la suite des non-linéarités à notre simulation. Une porteuse à la fréquence 𝜈0 modulée en phase par un signal 𝜙(𝑡) et en amplitude par 𝑚(𝑡) peut se représenter par un signal analytique  𝑠(𝑡) = �1 + 𝑚(𝑡)� exp(𝑖2𝜋𝜈0𝑡 + 𝑖𝜙(𝑡)). (3) Nous définissons l’enveloppe complexe  𝑒(𝑡) = �1 + 𝑚(𝑡)� exp(𝑖𝜙(𝑡)). (4) Nous montrons que la propagation de la porteuse modulée en amplitude et en phase à travers un filtre 𝐻(𝜈) est équivalente à la propagation de l’enveloppe complexe dans un filtre de réponse fréquentielle 𝐻𝑒(𝑓) = 𝐻(𝜈 − 𝜈0) ou à la propagation de l’enveloppe échantillonnée dans un filtre numérique obtenu par une transformé bilinéaire à partir de 𝐻𝑒(𝑓) [2]. 2. PORTEUSE DÉRIVANT LINÉAIREMENT EN FRÉQUENCE DANS UN RÉSONATEUR Un résonateur de coefficient de qualité 𝑄 grand devant l’unité a une fonction de transfert 𝐻(𝜈) ∝ 1 (𝜈2 − 𝜈02 + 𝑖𝜈𝜈0/𝑄)⁄ , la fonction de transfert pour une enveloppe 𝐻𝑒(𝑓 = 𝜈 − 𝜈0) est alors approximativement un filtre du premier ordre, de fréquence de coupure 𝑓𝑐 égale à la demi-largeur à mi-hauteur du résonateur. L’enveloppe du signal à l’entrée s’écrit   𝑒𝑖𝑖(𝑡) = 𝐴 exp(𝑖𝜋𝑖𝑡2)  (5) où 𝐴 est une amplitude constante et 𝑖 la dérive de fréquence en Hz/s. La convolution de l’enveloppe en entrée par la réponse impulsionnelle du circuit du premier ordre 𝐻𝑒(𝑓) donne alors en sortie, en posant la fréquence instantanée 𝜈𝑖 = 𝑖𝑡  𝑒𝑜𝑜𝑜(𝑡) = 𝐴𝑒𝑖𝑖/4 𝑖𝑓𝑐√𝛼 exp �− 𝑖𝑓𝑐𝛼 (2𝜈𝑖 − 𝑖𝑓𝑐)� erfc �𝑒𝑖3𝜋4 �𝑖𝛼 (𝜈𝑖 − 𝑖𝑓𝑐)� (6) où erfc est la fonction d’erreur complémentaire d’argument complexe, que nous avons codée dans Matlab à l’aide de la fonction Faddeeva disponible sur mathworks.com. Cette formule est à rapprocher de la formule (9) de la référence [3].  L’intensité transmise est le module de l’enveloppe au carré ; lorsque la vitesse de balayage est très petite, nous souhaitons la trouver  maximale à 𝑡 =0, ce que nous avons vérifié dans l’équation (6). Nous notons que les deux seuls paramètres physiques sont la demi-largeur de raie et la vitesse de balayage : si le résonateur est une cavité optique résonante, l’intervalle spectral libre n’intervient pas, à condition que l’excursion totale de fréquence soit plus petite que cet intervalle. Les applications numériques avec les paramètres de [3] nous ont permis de reproduire les mêmes courbes. 3. PORTEUSE AVEC UN BRUIT COLORÉ DE PHASE  Dans la représentation de Cramer, un bruit réel s’écrit sous la forme d’une superposition de bruits élémentaires [4]  𝑏(𝑡) = ∫ exp(𝑖2𝜋𝑓𝑡)𝑑𝑋(𝑓)∞−∞  (7) avec 𝑑𝑋 des infinitésimaux aléatoires complexes 𝑑𝑋∗(𝑓) = 𝑑𝑋(−𝑓) où ∗ représente la conjugaison complexe ; la densité spectrale de puissance 𝑆(𝑓) est définie par l’espérance mathématique (réalisations d’un nombre infini d’expériences)  𝑆(𝑓) = 2 〈|𝑑𝑋(𝑓)|²〉 (8) Pour une fréquence  𝑓 donnée, il faut donc deux quadratures réelles telles que 𝑑𝑋 = 𝑑𝑋𝐼(𝑓) +𝑖 𝑑𝑋𝑄(𝑓), chacune de distribution gaussienne de moyenne nulle et d’écart type �𝑆(𝑓)/2. Une modélisation discrète de 𝑁 échantillons d’un bruit temporel réel échantillonné à la période 𝑇𝑒𝑐ℎ, de moyenne nulle, de densité spectrale de puissance arbitraire 𝑆(𝑓), est alors :  𝑏(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) = ∑ �𝑏𝐼(𝑘𝑓𝑟𝑒𝑟) + 𝑖 𝑏𝑄(𝑘𝑓𝑟𝑒𝑟)�𝑁/2𝑘=1 exp(𝑖2𝜋𝑘𝑓𝑟𝑒𝑟𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) + c.c. (9) où 𝑓𝑟𝑒𝑟 est la résolution en fréquence et 𝑁 le nombre de points tels que 𝑁𝑓𝑟𝑒𝑟 = 1 𝑇𝑒𝑐ℎ⁄ , 𝑛 varie de 1 à 𝑁, 𝑏𝐼(𝑘𝑓𝑟𝑒𝑟) et 𝑏𝑄(𝑘𝑓𝑟𝑒𝑟) sont deux nombres aléatoires gaussiens centrés d’écart type �𝑆(𝑘𝑓𝑟𝑒𝑟)/2 × �𝑓𝑟𝑒𝑟. Nous générons ensuite deux bruits échantillonnés indépendants d’amplitude  𝑏𝑎(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) et de phase 𝑏𝑝(𝑛𝑇𝑒𝑐ℎ) de densités spectrales 𝑆𝑎(𝑓) et 𝑆𝑝(𝑓) données : le bruit de phase est par exemple en 1/𝑓2 comme pour le bruit d’un laser à état solide. Nous créons enfin une enveloppe complexe   𝑒𝑏(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) = �1 + 𝑏𝑎(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ)�exp �𝑖𝑏𝑝(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ)�  (10) Nous filtrons cette enveloppe avec un filtre en 𝑧 correspondant à un filtre du premier ordre, avec une constante 𝑓𝑐 qui représente la demi-largeur à mi-hauteur du résonateur. Après élimination des premiers échantillons de la réponse pollués par la réponse impulsionnelle, nous analysons la densité spectrale de la sortie du filtre. Avec plusieurs bruits de phases réalistes, nous avons constaté un report du bruit de phase d’entrée sur le bruit d’amplitude en sortie que nous avons pu reproduire avec un traitement séparé des bruits de phase et d’amplitude et la procédure décrite en figure (1) :    Fig. 1 : report du bruit de phase sur le bruit d’amplitude en sortie.  Nous constatons le facteur quadratique bien connu pour des fluctuations lentes de fréquences. Nous avons noté aussi que la procédure décrite dans la figure 1 n’est pas correcte lorsque le bruit de phase est blanc, aussi petit soit-il. La procédure semble correcte pour toutes les situations que nous avons testées où le bruit haute fréquence est filtré, avec différentes formes de bruits de phase qui nous paraissaient réalistes. Nous n’avons pas trouvé de critère général de validité de la procédure de la figure 1. Nous avons ensuite additionné aux bruits aléatoires une suite numérique complexe de symboles représentant des bits d’information, en quadrature et en phase, codés avec la forme d’onde « root raised cosine » pour représenter l’enveloppe résultante :  𝑒𝑄𝑄𝑄(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) = 𝑒𝑏(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) + 𝑒𝐼(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) + 𝑖 𝑒𝑄(𝑛 𝑇𝑒𝑐ℎ) (11) et nous avons propagé ce signal dans le même filtre du premier ordre. Nous avons échantillonné le signal en sortie et analysé les fluctuations en termes d’EVM « error vector modulation ». 4.  CONCLUSION  Nous avons développé une simulation qui modélise la propagation d’une enveloppe dans un filtre linéaire, amplitude et phase simultanément. Elle met en évidence un couplage non linéaire phase-amplitude que nous avons pu modéliser par une procédure simple pour les bruits qui nous paraissent réalistes. Nous avons développé les outils pour analyser les transferts de bruit en termes d’EVM. La mesure des bruits de phase et d’amplitude réels de la porteuse laser permettra de nourrir la simulation avec des paramètres plus proches du dispositif expérimental visé et prédire la performance du système global en termes d’efficacité de communication. La simulation permettra de prévoir les performances du système avec des constellations de degrés plus élevés. Cette étude est réalisée dans le cadre du projet ANR COM’TONIQ (ANR-13-INFR-0011). RÉFÉRENCES [1] D. J. Thomson, « Spectrum estimation and harmonic analysis », Proc. IEEE, vol. 70, no 9, p. 1055‑1096, sept. 1982. [2] M. Kunt, Traitement Numérique des Signaux, vol. XX. Lausanne: Presses Polytechniques et Universitaires Romandes. [3] J. Poirson, F. Bretenaker, M. Vallet, et A. Le Floch, « Analytical and experimental study of ringing effects in a Fabry?Perot cavity. Application to the measurement of high finesses », J. Opt. Soc. Am. B, vol. 14, no 11, p. 2811‑2817, nov. 1997. [4] D. B. Percival et A. T. Walden, Spectral Analysis for Physical Applications : multitaper and conventional univariate techniques. Cambridge university press, 1993.   𝑏𝑝,𝑖𝑛(𝑡) 𝑏𝑎,𝑖𝑛(𝑡) 𝑖𝑓1 + 𝑖 𝑓 𝑓𝑐�  12 𝑥2𝑓𝑐2 11 + 𝑖 𝑓 𝑓𝑐�  + + 𝑏𝑎,𝑜𝑜𝑡(𝑡) 

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