Este artículo presenta una antena monopulso compacta para aplicaciones de seguimiento de ondas milimétricas en la banda Ka (27.5 a 30.5 GHz). Se ha diseñado una antena de bajas pérdidas para ser utilizada en una red comparadora de monopulso. La red comparadora monopulso utiliza una red de alimentación combinando guías Groove Gap y Ridge Gap Waveguide y se integra en una sola capa. Se presentan los resultados simulados de una agrupación de 2×2 antenas. Se han obtenido coeficientes de reflexión de entrada mejores que −12 dB para los puertos de suma y diferencia en la banda de frecuencias de interés. Además, el aislamiento entre los puertos suma y diferencia es superior a 50 dB. La simplicidad del diseño y el hecho de que esté alojado en una sola capa permiten un fácil escalado a agrupaciones más grandes

Ferrando-Rocher, Miguel

Spanish

Repositorio Institucional de la Universidad de Alicante

Draft versionAntena monopulso compacta de una sola capa en banda Ka con tecnología Gap WaveguideMiguel Ferrando-Rocher(1)(2)(1) Microwave and Applied Computational Electromagnetics Group (GMECA) of University of Alicante (UA), Spain(2) Antennas and Propagation Laboratory (APL) of Universitat Politècnica de València (UPV), SpainAbstractEste artículo presenta una antena monopulso compacta paraaplicaciones de seguimiento de ondas milimétricas en labanda Ka (27.5 a 30.5 GHz). Se ha diseñado una antenade bajas pérdidas para ser utilizada en una red compara-dora de monopulso. La red comparadora monopulso utilizauna red de alimentación combinando guías Groove Gap yRidge Gap Waveguide y se integra en una sola capa. Sepresentan los resultados simulados de una agrupación de2×2 antenas. Se han obtenido coeficientes de reflexión deentrada mejores que −12 dB para los puertos de suma ydiferencia en la banda de frecuencias de interés. Además,el aislamiento entre los puertos suma y diferencia es supe-rior a 50 dB. La simplicidad del diseño y el hecho de queesté alojado en una sola capa permiten un fácil escalado aagrupaciones más grandes.1 IntroducciónLos radares monopulso de ondas milimétricas son atrac-tivos para aplicaciones de seguimiento de alta resolución.Pueden proporcionar un ancho de haz estrecho para una altaprecisión angular con un tamaño de apertura relativamentepequeño. Para obtener un ancho de haz estrecho para losradares de seguimiento monopulso de alta ganancia, las an-tenas reflectoras son buenas candidatas, gracias a su facili-dad de diseño y buen rendimiento [1]-[2]. Sin embargo, lasantenas reflectoras son estructuras voluminosas que no sue-len ser adecuadas para su implementación en los sistemasde comunicaciones modernos. Alternativamente, las ante-nas microstrip o SIW pueden ser una alternativa de bajoperfil y bajo coste a los reflectores parabólicos [3]-[4]. Sinembargo la necesidad de materiales con pérdidas en esterango de frecuencias y un ancho de banda estrecho son al-gunos de los inconvenientes de las antenas basadas en sus-tratos. Una situación de compromiso entre estas dos alter-nativas son las antenas planas totalmente metálicas. Aquíse encuentra una extensa revisión de las propuestas en losúltimos años [5]-[15]. Estas trabajos han proporcionado unavance para las antenas planas de alta ganancia junto conuna estructura compacta y de bajo perfil. Asimismo, exis-ten ciertos retos que no son menores; en primer lugar, lared de alimentación corporativa es mucho más voluminosaque la de la tecnología impresa; en segundo lugar, obteneruna eficiencia de antena tan buena como la lograda por losreflectores parabólicos es un reto notable.Figure 1. Vista superior de la antena sin tapa (izquierda) ycon la tapa (derecha).En el pasado, se han utilizado diferentes tecnologías delíneas de transmisión para realizar antenas planas de ar-ray para aplicaciones monopulso, principalmente redes dealimentación de guías de onda huecas. Sin embargo, con-seguir un buen contacto eléctrico entre los bloques no es es-pecialmente fácil en frecuencias de ondas milimétricas de-bido a la miniaturización de los dispositivos, proporcionalal aumento de la frecuencia.Ante este problema, se han utilizado diferentes tecnologíaspara abordarlo, como la unión por difusión o, más recien-temente, varias técnicas de fabricación aditiva (AM). Sinembargo, la unión por difusión es una técnica difícilmenteaccesible y costosa, y la AM tiene ciertos retos por delante,como asegurar superficies libres de rugosidad para reducirlas pérdidas del conductor. En la última década, se ha pop-ularizado el uso de la tecnología Gap Waveguide (GW),ya que puede asegurar el confinamiento del campo en es-tructuras metálicas sin contacto bajo ciertas condiciones[22, 23, 24]. Bajo estas premisas, en este trabajo se pre-senta una antena monocapa de ranura en banda Ka, cuyared de alimentación corporativa y cavidades se alojan enuna cama de pines característica de la GW. A continuaciónse presenta el diseño y los resultados simulados.2 Celda unidad 2×2La celda de 2×2 de esta antena monopulso consta de 4 cavi-dades cilíndricas alojadas en una la cama de pines de laGW. Las Figs. 1 y 2 muestran una vista frontal y una vistaen perspectiva de la celda propuesta, respectivamente. Laantena consta de dos puertos, uno suma (puerto 2) y otrode diferencia (puerto 1). La antena tiene unas dimensioneshorizontales de 17 mm×16 mm, y la altura total es inferiora 1.5 cm. El radio de las cavidades cilíndricas es de 0.6λ0Figure 2. Vista explosionada de la antena.(a)(b)Figure 3. (a) Descripción de la red RGW-GGW y (b) com-portamiento de la fase en la antena.(donde λ0 es de 10 mm, longitud de onda en el espacio librede 30 GHz), y están separadas por 0.9λ0 y 0.8λ0 en los ejesX e Y, respectivamente. El puerto diferencia está etiquetadocomo 1 y se encuentra en el lateral de la antena. Este puertoestá conectado a una red de alimentación corporativa de 1a 4. El primer divisor de potencia balanceado es un divisorGGW de pared estrecha que introduce un desequilibrio defase de 180◦ entre ambos brazos. A continuación, el sigu-iente divisor es un GGW a RGW, que divide la señal conigual amplitud y fase entre ambos brazos y finalmente al-imenta las cavidades cilíndricas. Este comportamiento delas redes GGW-RGW se implementó por primera vez en[25] y posteriormente se utilizó en otras antenas en bandaKa, pero nunca en una antena suma-diferencia. La liber-tad de combinar las GGW-RGW consecutiva o alternativa-mente permite esta característica única de posibilidad dedesequilibrio de fase en los divisores. Por último, el puerto2 es el puerto de suma y está situado en la parte inferior dela antena. El puerto está acoplado con una ranura que ex-cita directamente el GGW en el centro. A continuación, el−80 −60 −40 −20 0 20 40 60 80−40−30−20−100θ (degrees)Normalizedamplitude(dB) 27.5 GHz 28.5 GHz 29.5 GHz 30.5 GHz(a)−80 −60 −40 −20 0 20 40 60 80−40−30−20−100θ (degrees)Normalizedamplitude(dB) 27.5 GHz 28.5 GHz 29.5 GHz 30.5 GHz(b)−80 −60 −40 −20 0 20 40 60 80−40−30−20−100θ (degrees)Normalizedamplitude(dB) 27.5 GHz 28.5 GHz 29.5 GHz 30.5 GHz(c)−80 −60 −40 −20 0 20 40 60 80−60−40−200θ (degrees)Normalizedamplitude(dB) 27.5 GHz 28.5 GHz 29.5 GHz 30.5 GHz(d)Figure 4. Diagramas de radiación simulados; en (a) y (b)se muestran los planos XZ e YZ del puerto suma (∑), en (c)y (d) los planos XZ e YZ del puerto diferencia (∆).camino seguido es el mismo que el descrito anteriormente,por lo que finalmente todas las cavidades cilíndricas son ex-citadas con la misma fase y amplitud. Una descripción delas redes de distribución y de las fases de las cavidades encada caso puede verse en las Figs. 3a y 3b.Figure 5. Diagramas de radiación simulados en 3D en es-cala lineal. La figura de la izquierda corresponde al dia-grama de diferencia, el de la derecha al diagrama de suma.27 28 29 30 31−20−100Frequency (GHz)ReflectionCoefficient(dB) S11 S22(a)27 28 29 30 31−70−60−50−40Frequency (GHz)Isolation(dB)S12 S21(b)Figure 6. Coeficientes de reflexión simulados. (a) Coefi-ciente de reflexión de cada puerto y (b) aislamiento entrepuertos.3 Resultados preliminaresLas Figs. 4 a 6 muestran diferentes resultados simuladossobre el funcionamiento de la antena. En primer lugar, semuestran dos cortes de los diagramas de radiación, en φ=0◦(plano XZ) y φ=90◦ (plano YZ). Las Figs. 4a y 4b mues-tran los diagramas suma, y las Figs. 4c y 4d los diagramasdiferencia. Obsérvese la buena estabilidad de todos los di-agramas en todo el rango de frecuencias (más de un 10%).Además, para una mejor ilustración, la Fig. 5 muestra eldiagrama 3D en cada caso. Por último, la Fig. 6a muestrala buena adaptación en ambos casos y, lo que es más im-portante, el gran aislamiento entre los puertos, superior a50 dB en toda la banda de trabajo (Fig. 6b).4 ConclusionesEn este trabajo se propone una antena monopulso 2×2. Suprincipal novedad radica en su gran compacidad, inusualen el campo de las antenas monopulso totalmente metáli-cas. La antena consta de una sola capa de placa metálica.La función de comparador monopulso se realiza combi-nando diferentes guías de onda de la tecnología GW: GGWy RGW. La agrupación de antenas de una sola capa presentauna alta eficiencia por encima del 90%. Los resultados sim-ulados demuestran la viabilidad de la idea a la espera de lademostración experimental con una agrupación mayor.References[1] N. Rezazadeh and L. Shafai, “Ultrawidebandmonopulse antenna with application as a reflectorfeed,” IET Microwaves, Antennas & Propagation,vol. 10, no. 4, pp. 393–400, 2016.[2] J. Zhao, H. Li, X. Yang, W. Mao, B. Hu, T. Li,H. Wang, Y. Zhou, and Q. Liu, “A compact ka-bandmonopulse cassegrain antenna based on reflectarrayelements,” IEEE Antennas and Wireless PropagationLetters, vol. 17, no. 2, pp. 193–196, 2017.[3] J. Zhu, S. Liao, S. Li, and Q. Xue, “60 ghz substrate-integrated waveguide-based monopulse slot antennaarrays,” IEEE Transactions on Antennas and Propa-gation, vol. 66, no. 9, pp. 4860–4865, 2018.[4] F. Cao, D. Yang, J. Pan, D. Geng, and H. 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Antena monopulso compacta de una sola capa en banda Ka con tecnología Gap Waveguide

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